必须要保护器件来应对ESD吗？“是否真的需要电路保护器件来保护电路免受静电放电（ESD）的影响？”这是一个许多硬件工程师都会遇到的问题。目前电路中通常有I/O接口，这些接口由集成IC驱动。这些IC虽然功能强大，但对瞬态过应力（例如静电放电）的耐受能力却显著下降。因此，保护这些连接到产品I/O接口的IC免受瞬态过应力就很重要。所以针对瞬态过压保护的设计必不可少。芯片手册中的ESD防护能力2kV够吗？从专业角度来看，这个ESD额定值并不足够，为了确保芯片在制造过程中不会被ESD损坏，芯片厂家通常会在芯片的I/O单元设计ESD保护结构。这种“芯片内”的保护主要应对的是在生产/制造过程中人或机器产生的静电危害。目前有几种不同的ESD标准，每一种标准都描述了适用于特定ESD环境的防护级别。对于器件级的ESD，一般采用的是JESD22-A114E标准。这是JEDEC中定义的人体模型（HBM）标准，芯片厂家在开发其芯片时是依据这一标准来设计的。这个标准目的就是确保在制造过程中让IC得到所需的最低限度的芯片内的保护。相比之下，在系统级的电路设计就不再考虑JESD22-A114E，而是考虑完全不同的标准，即IEC61000-4-2。IEC61000-4-2描述并模拟了在系统环境中遇到的ESD威胁，为了模拟更接近“真实世界”的系统的ESD威胁，IEC标准是一个更严格的ESD测试。IEC规定了针对不同威胁级别的4种接触测试电压：±2kV、±4kV、±6kV、±8kV，峰值放电电流可高达30A。JEDEC和IEC标准要求的峰值脉冲电流水平是不同的，如下表所示：总结来说，尽管IC在芯片级提供了2kV ESD保护，但在实际应用中，这可远远不够，为了确保系统的稳定性和可靠性，需要采用符合IEC61000-4-2标准的系统级ESD保护措施。TVS器件的PCB布局怎么做效果最好？在设计电路板布局时，如何优化TVS器件的放置是一个关键问题，尤其是对于瞬态过压的保护效果来说。当处理ESD（静电放电）时，抑制初始瞬态尖峰的电压大小也会依赖于PCB布局的好坏。即使是非常好的保护电路，如果遇上比较差的PCB布局，那效果也是1-1=0。1.尽可能将TVS元件放置在接口连接器附近：这样做有助于在ESD事件发生时，在PCB的入口处抑制ESD，从而减少由ESD引起的辐射发射可能产生的其他影响。2.通过缩短从TVS器件到被保护I/O线的走线长度来最小化寄生电感，举个例子，如果ESD的上升时间为1ns的话，那么30A脉冲在1nH的串联等效电感走线上可以使TVS器件的钳位电压提高30V，从而使TVS的钳位电压大大增加，无法实现保护IC的目的。3.尽可能将TVS器件的接地连接直接连接到地平面：如果需要使用过孔，那就尽可能多使用过孔连接到地平面。这样可以降低寄生电感，提高保护效果。3.在高速数字信号上，TVS器件的等效电容成为一个重要考虑因素，因为电容存在充放电，会增大信号的上升时间，所以为了保持信号完整性，在不牺牲钳位性能的情况下，尽可能等效电容最小的器件。

Rdyn是瞬态抑制二极管（TVS diode）的一个关键参数，表示在TVS二极管处于反向击穿状态、导通大电流时的动态电阻。它反映了TVS二极管在高电流瞬态（如ESD、浪涌）下对电压变化的响应能力，直接影响其钳位性能。 Rdyn越小，TVS二极管在高电流瞬态下的钳位电压变化越小，保护能力越强。在高电流瞬态下，低Rdyn意味着TVS二极管能将电压钳位在更低的水平，保护后端器件如SPI接口芯片免受过压损害。低Rdyn的TVS二极管能更有效地吸收瞬态能量，适合高频、高速信号线保护。高Rdyn会导致钳位电压随电流增加而显著上升，可能超出受保护器件的耐压范围（如SPI接口的绝对最大电压）

动态电阻RDYN是当TVS二极管随着反向电压增加而发生反向击穿时，反向击穿电压VBR和钳位电压VC之间的VF-IF曲线的电流斜率。那么为什么需要关注并计算这个参数，以及如何计算这个参数呢？为什么关注动态电阻RDYN？下图是TVS二极管的等效模型，TVS二极管需要应对的是瞬态波形，所谓瞬态波形，就是持续时间比较短，电压又比较高的尖峰电压，比如ESD，其持续实际也就是几纳秒的事情。如果TVS二极管没有动态电阻RDYN，那么瞬态电压就会被钳位为击穿低压，但是由于动态电阻RDYN的存在，TVS二极管的钳位电压会在击穿电压的基础上升高，所以我们需要关注的重点就是TVS二极管的钳位电压会在击穿电压的基础上到底升高了多少？会不会超过被保护器件的最大耐压值？上一篇文章中介绍了TVS二极管的最大钳位电压Vcl的计算方法：VCL_max =VBR_max+Ipp×RDYN有人说TVS二极管规格书中不是已经给出了最大钳位电压Vcl吗？实际上TVS二极管规格书中给出的VCL参数都是在特定测试波形下的值，基于不同产品所需要承受不同的测试波形这个原因，我们需要做对应的转换，这些在上一篇文章有讲，此处不再赘述。目前问题的核心是VBR_max，Ipp我们都可以计算出来，但是RDYN比较麻烦，因为有些TVS二极管规格书会给出RDYN这个参数，有些规格书中没有给出RDYN这个参数，如果没给应该怎么办呢？如何计算RDYN动态电阻？方案1：最简单又最准确的方法当然是去找厂家去要，厂家有设备，可以利用传输线路脉冲测量技术可以得到RDYN。方案2：其实很简单，TVS二极管规格书会给出一组VBR，Ipp，VCL，我们基于VCL =VBR+Ipp×RDYN去反向推算出RDYN就可以了。这样有了RDYN，我们就能计算不同测试波形下不同的Ipp对应的钳位电压Vcl。

前言TVS二极管选型中需要考虑的一个重要参数就是TVS二极管的功率，TVS二极管功率选大了会导致我们的BOM成本高，同时TVS二极管的封装也更大，从而增加PCB布局难度，但是TVS二极管功率选小了也不行，当其遭受瞬态脉冲时，TVS二极管最终可能击穿烧毁，那到底怎么选呢？总结来说，TVS二极管功率选型一共分五大因素，分别是：1.瞬态脉冲波形2.最大钳位电压Vcl3.脉冲峰值电流Ipp4.环境温度5.脉冲持续时间如何基于这五大因素最终计算出TVS二极管的功率呢？瞬态脉冲波形首先你要清楚你的产品需要做哪些测试？不同的产品都有对应的EMC测试标准，比如如果你是工业产品，那么你可能需要通过IEC 61000-4-5标准，如果你是汽车电子产品，那么你可能需要通过ISO 7637-2:2011标准，标准中会定义你这个产品需要做哪些脉冲测试，对应的脉冲波形也会定义清楚。我们需要从瞬态脉冲波形中获取波形的峰值电压Umax，波形输出的内阻Rs，波形的脉冲持续时间td这三个信息即可。瞬态脉冲波形首先你要清楚你的产品需要做哪些测试？不同的产品都有对应的EMC测试标准，比如如果你是工业产品，那么你可能需要通过IEC 61000-4-5标准，如果你是汽车电子产品，那么你可能需要通过ISO 7637-2:2011标准，标准中会定义你这个产品需要做哪些脉冲测试，对应的脉冲波形也会定义清楚。我们需要从瞬态脉冲波形中获取波形的峰值电压Umax，波形输出的内阻Rs，波形的脉冲持续时间td这三个信息即可。最大箝位电压Vcl+脉冲峰值电流Ipp功率P=U*I，要想计算功率，就需要得到最大箝位电压Vcl，脉冲峰值电流Ipp，有人说TVS二极管规格书里定义的有最大箝位电压Vcl和脉冲峰值电流Ipp，是不是直接拿这俩数据计算啊？答案是否定的，原因TVS二极管规格书中的这两个参数是在特定的波形下测出来的，厂家也会在TVS二极管规格书说明他们的测试波形是什么样的，一般都是下图这种。所以最大箝位电压Vcl，脉冲峰值电流Ipp取决于你的测试波形，所以要想计算TVS二极管功率，一定要先搞清楚你的测试波形是什么。那如何根据你用到的测试波形计算最大箝位电压Vcl，脉冲峰值电流Ipp呢？VCL_max =VBR_max+Ipp×RDYNVBR_max：TVS二极管的最大击穿电压，规格书中有定义Ipp：脉冲峰值电流=波形的峰值电压Umax/波形输出的内阻Rs来估算RDYN：TVS二极管的动态电阻，规格书中有定义。环境温度TVS二极管能承受的峰值脉冲功率会随环境温度的升高而降低，比如一个1500W的TVS二极管，环境温度为25℃时，其峰值脉冲功率为1500W，但是当环境温度为100℃时，其峰值脉冲功率仅为1500W*26%=390W，所以环境温度的影响不可忽视。环境温度TVS二极管能承受的峰值脉冲功率会随环境温度的升高而降低，比如一个1500W的TVS二极管，环境温度为25℃时，其峰值脉冲功率为1500W，但是当环境温度为100℃时，其峰值脉冲功率仅为1500W*26%=390W，所以环境温度的影响不可忽视。脉冲持续时间TVS二极管能承受的峰值脉冲功率会随脉冲持续时间的增加而降低，比如一个1500W的TVS二极管，脉冲持续时间为1ms时，其峰值脉冲功率为1500W，但是当脉冲持续时间为5ms时，其峰值脉冲功率仅为700W，所以脉冲持续时间的影响不可忽视。（备注：此处TVS规格书中的脉冲时间时间指的是指数波，如果你的测试波形是方波或者正弦波则需要重新计算此时间，怎么计算呢？我之前的二极管IFSM的文章已经讲解过，有兴趣的可以翻看）计算实例掌握了以上影响因素之后，接下来就举例计算一下：前提条件：假定瞬态脉冲波形为指数波，峰值电压Umax 200V，波形输出的内阻Rs 20Ω，波形的脉冲持续时间td 5ms。TVS二极管击穿电压30V，动态电阻200mΩ，TVS二极管额定功率1500W，环境温度100℃。脉冲峰值电流Ipp≈200V/20Ω=10A最大箝位电压Vcl=30V+0.2Ω*10A=32V脉冲功率=10A*32V=320WTVS二极管功率-脉冲时间降额=700WTVS二极管功率-环境温度降额=700W*26%=182WTVS二极管降额后功率182W[removed]

前言保险丝和TVS二极管是我们在电路中经常使用的两个元器件，当电路中发生短路事件时，fuse熔断自己，实现电路保护的目的。TVS二极管主要用于消除从电源而来的瞬态电压的威胁，在进行设计选型时，需要通过理论计算确保TVS二极管能够应对可能出现的瞬态脉冲，但是任何电子元器件都有一定的失效率，没有百分百的安全，其次当电路中出现超预期的脉冲时，如果超过了TVS二极管的功率，那么TVS二极管也会发生故障。那么当TVS二极管故障后，会发生什么呢？答案取决于TVS二极管的故障类型。TVS二极管的三大故障模式1.短路相信大家遇到比较多的TVS二极管的失效模式就是短路了。根据ANSI/IEEEC62.35标准定义，当TVS二极管在0.1V直流电压下的电阻值小于1Ω时，此时就可以认为TVS二极管发生了短路故障。由于TVS二极管一端接电源，一端接地，结果很明显，TVS二极管必然会烧成炭。如果前面没有保险，你想想你的电源线会不会起火烧起来？2.开路据ANSI/IEEEC62.35标准定义，TVS二极管开路定义为在施加测试电流(l)时击穿电压V大于预测试值150%的二极管。如果说TVS二极管短路现象是轰轰烈烈的话，TVS二极管开路则是另一个极端，对于双向TVS而言，你无法用万用表就能判断它到底开路了没，必须得把TVS二极管拆掉用特定的设备测试才行，所以TVS二极管还是选大厂的靠谱点。TVS二极管一旦开路，后级电路就失去了保护，那么后级IC可就危险了，所以如果你发现后级IC击穿了，那就有可能是前面的TVS二极管开路了。3.性能下降TVS二极管的第三种失效模式就是性能下降，所谓性能下降，也就是说TVS二极管既没有短路，也没有开路。TVS二极管短路时，流经它的电流很大，TVS二极管开路时，流经它的电流为0，性能下降介于这两种之间，也就是TVS二极管的反向漏电流增加。这会增加系统的睡眠电流，如果你的产品是电池供电，还会导致馈电的发生。总结TVS二极管有三大失效模式，基于不同的失效模式，会有不同的影响，我们在故障分析的时候则需要逆向思维，基于现象去推测可能的起因。

车身控制器英文名字叫Body Control Module，也就是BCM，这玩意是汽车电子系统中的核心电子控制单元ECU，它负责管理和协调车辆的多种车身功能。它通过CAN以及LIN总线与车辆各部件通信，接收传感器信号并控制执行器。典型的车身控制器功能包括灯光控制，主要负责管理车内外照明，包括前大灯、尾灯、转向灯、氛围灯等。车窗与车门控制，比如说控制电动车窗升降、车门锁闭、中央门锁及防夹功能。雨刮与洗涤功能，比如调节雨刮速度、控制喷水清洗系统。当然还有比较时髦的功能像无钥匙进入与启动，IMMO防盗报警、电子转向锁及安全开门辅助功能等等， BCM通常安装在仪表板后方或座椅下方，目前随着汽车电子架构从分布式向域控架构以及区域架构演进，车身域控制器逐渐取代传统BCM。目前大的趋势来说域控制器以后会逐渐取代传统的车身控制器，目前的车身控制器也越来越智能化，以前的车身控制器你会看到比较多的保险丝以及继电器，现在的车身控制器则是逐渐在削减保险丝以及继电器的数量，那保险丝以及继电器被什么取代了呢？那就是智能芯片。这篇文章就带你手把手设计一个微缩版车身控制器，采用6层板PCB设计。包含原理设计以及PCB设计，当然最终是实现驱动两个小车灯，可以通过硬线开关和CAN线两种方式来控制车灯开或者关。1. 原理设计原理设计我们分为电源设计，CAN通信设计，最小系统设计，智能HSD驱动设计，硬线数字信号采样设计五大部分。电源设计车身控制器等汽车电子控制单元ECU的电源模块设计通常需要满足汽车电子的严苛要求，包括电磁兼容性EMC、瞬态脉冲防护如ISO 7637标准和稳定性。典型构成包括“电容ESD防护 + TVS脉冲防护（应对7637脉冲） + 电容滤波 + SBC。电容ESD防护作用是在电源输入端添加电容，用于抑制静电放电ESD干扰，保护后续电路免受高电压尖峰的损害。瞬态抑制二极管TVS用于吸收ISO 7637标准定义的瞬态脉冲如负载突降、开关瞬态等，保护ECU免受高能量脉冲损坏。电容滤波的作用是平滑电源输入端的纹波，滤除高频噪声，提供稳定的直流电源。大容量电解电容用于低频滤波，小容量陶瓷电容用于高频噪声抑制。SBC是汽车ECU电源管理的核心，集成了稳压器、看门狗、CAN/LIN收发器等功能，为MCU和其他模块提供稳定电源，同时还能监控MCU的运行时序，避免软件跑飞后系统乱搞一通。所以我们可以选用SBC UJA1169来作为电源的核心芯片，来实现给MCU供电以及作为CAN的收发器控制，这样也解决了CAN通信设计，当然UJA1169内部还集成了硬件看门狗。最小系统设计目前车规领域的主流MCU厂家有NXP，瑞萨，英飞凌，TI，ST，NXP的S32系列如S32K、S32G、S32Z/E，基于Arm Cortex-M/A/R架构，支持车身控制、网关、动力系统和ADAS。我们的微缩版车身控制器不需要太高端的MCU，选用FS32K116LAT0MLFT即可，这款MCU是ARM 架构微控制器，属于 Arm Cortex-M0+，最高主频是48 MHz，具有128 Kb Flash，CAN FD，FlexIO，CSEc安全，封装是LQFP48。智能HSD驱动设计目前集成MOS的智能驱动芯片可以分为三大类，HSD，LSD，H桥驱动芯片，这些芯片内部集成了MOS，适用小电流驱动场景，广泛应用于汽车电子系统中，用于驱动负载如继电器、灯泡、电机等。它集成了 MultiSense 模拟反馈功能，可提供负载电流、电压和温度的实时诊断信息，符合AEC-Q100车规标准，我们可以选用VND7020AJTR ，它具有两个输出通道，每个通道可以驱动1个20W的灯泡，进而与车规 MCU配合使用，MCU 通过GPIO输出5V逻辑信号到 IN1/IN2 引脚，控制高侧开关。MCU 的 ADC 读取 MultiSense引脚的模拟信号，监控负载状态。通过 CAN/LIN 总线将诊断数据传输到车身域控制器。硬线数字信号采样设计硬线数字信号采样设计可以分为两部分，一部分是通过三极管实现上拉电源可控开关设计，另外一部分是输入信号电平转换部分，为什么要通过三极管实现上拉电源可控开关设计呢？这样我们在ECU系统睡眠后可以断开三极管，降低功耗，输入信号电平转换部分要考虑ESD防护，可以用陶瓷电容实现，注意耐压要100V。这样整个原理设计就完成了：2.PCB设计叠层设计首先我们想要PCB尺寸尽可能小，目标是52mm*45mm，要想在这么小的PCB上放置这么多器件，所以准备选用6层板PCB，选定了层数接下来要考虑的就是叠层设计。叠层设计我们按如下配置设置：Layer 1 (Top): Signal + ComponentsLayer 2: Ground Plane (GND)Layer 3: Power Plane (VBAT, 5V)Layer 4: SignalLayer 5: Ground Plane (GND)Layer 6 (Bottom): Signal + ComponentsTop用于放置主要元器件（UJA1169A、FS32K116、VND7020等）及高优先级信号布线如 CAN 差分线、HSD 输出。靠近地平面Layer 2，减少信号环路电感。Layer 2 是GND层，是完整地平面，提供低阻抗接地路径，减少 EMI。为Top层的信号和高电流器件提供参考平面。Layer 3 Power，可以分割为多个电源区域：VBAT（12V）、5V SBC 输出给MCU 供电。使用宽铜箔（>2mm）连接电源区域，降低压降。Layer 4 Signal层用于次要信号布线如数字 IO、SPI。靠近 Layer 5 的地平面，保持信号完整性。Layer 5是GND层，是第二个完整地平面，增强屏蔽和接地能力。为 Layer 4 和 Layer 6 的信号提供参考。Layer 6 Bottom层用于次要元器件如滤波电容、电阻和低速信号布线。适合放置连接器或测试点。TOP层和BOT层采用2OZ，内层采用1OZ，来实现比较好的散热能力。叠层优点是双地平面Layer 2 和 Layer 5增强 EMC 和信号完整性。电源层Layer 3集中管理 VBAT/5V/3.3V，减少压降。6层板可以提供足够的布线空间，适合复杂信号和高电流路径。多层板目前国内很多PCB厂家都有在做，我也打过很多样，整体体验下来觉得嘉立创的高多层PCB服务是真的很不错，他们家可以做6 - 32层板，也能做高精密阻抗板，我们今天用到的是6层板设计，所以在嘉立创打样，问题不大。众所周知，PCB这玩意不同供应商的生产能力是不一样的，嘉立创高多层PCB采用LDI激光直接成像线路防焊，相比传统CCD曝光，LDI提供更高精度的线路和防焊层对齐，支持1:1焊盘与防焊开窗，确保高密度布线如CAN差分线的精度。并且采用了VCP脉冲电镀技术，通过垂直连续电镀提升铜层均匀性，适合高电流路径如VND7020的大电流输出，降低电阻和热效应。布局设计电源模块（电容ESD防护 + TVS + 电容滤波 + UJA1169A）输入端将电源输入连接器、TVS、ESD电容（100nF，50V）放置在 PCB 边缘，靠近 VBAT 输入。UJA1169A放置在电源输入下游，靠近滤波电容（陶瓷 +电解），距离 TVS 要近。滤波电容靠近 UJA1169A 的 VBAT 引脚，输出端去耦电容紧贴芯片。TVS 焊盘和 UJA1169A 需大面积铜箔和散热通孔（散热过孔可采用0.3mm 直径）。TVS 和 ESD 电容的地端通过多个通孔（>3 个）连接到 Layer 2 地平面。CAN 通信模块（也就是UJA1169A 集成 CAN 收发器），CAN_H/CAN_L 引脚到 CAN 连接器的布线尽量短，放置在 Top 层，参考 Layer 2 地平面。终端电阻（120Ω）和保护电容，ESD二极管靠近 CAN 连接器。共模扼流圈放置在 CAN 信号路径靠近 UJA1169A 端。CAN 差分线远离高电流路径（如 VND7020 输出）和 PWM 信号（如 HSD 控制）。保持 CAN_H/CAN_L等长，间距一致，避免交叉。最小系统（FS32K116LAT0MLFT）MCU FS32K116（LQFP-48 封装）放置在 PCB 右下角，靠近 UJA1169A 的5V 输出。每个 VDD 引脚附近放置 100nF 陶瓷电容，放置BOT面，通过过孔和MCU管脚连接，地端连接到 Layer 2 地平面。8MHz晶振靠近 OSC 引脚，周围无高频信号干扰，晶振下方保持完整地平面。智能 HSD VND7020，驱动两个 20W 灯泡VND7020：放置在 PCB 边缘，靠近负载连接器，方便高电流输出。VND7020的BAT供电走线要宽， 100nF 去耦电容靠近VBAT 引脚。每个通道驱动 20W 灯泡，12V，约 1.67A。MultiSense 引脚连接到 MCU 的 ADC 引脚，布线原理高频干扰线，加 470pF 滤波电容到地。HSD的封装是PowerSSO-16 ，封装底部散热垫连接到大面积铜箔，至少 10 个散热通孔（0.3mm 直径）到电源。IN1/IN2 引脚连接到 MCU 的 GPIO，要远离高电流输出线。硬线数字信号采样数字输入信号（如开关状态）通过 MCU 的 GPIO引脚采样，输入连接器放置在 PCB 边缘，信号线优先走 Layer 4，参考 Layer 5 地平面。数字信号线远离 CAN 差分线和 HSD 输出线。最后PCB的整体布局如下：

要解决的问题我们经常会在一些电路中看到稳压二极管串联一个小信号二极管使用？这是为什么呢？稳压二极管的温度特性有正温度系数、负温度系数、正温度系数+负温度系的组合。何谓正温度系数+负温度系的组合？其实就是有些稳压二极管在特定的温度范围内表现为正温度系数，在特定的温度范围内又表现为负温度系数。这些特性说明了稳压二极管的稳压值受温度影响很大，换言之要想实现在宽温度范围内稳压二极管的稳压值波动尽可能小，就需要降低稳压二极管的稳压值随温度的波动。应对方案1.二极管PN结的负温度系数二极管的内部其实就是PN结，正向偏置的P-N结的电压会随着温度的升高而降低，所以二极管具有负温度系数。理论上的解释是温度升高会增加半导体中的载流子浓度，从而降低了P-N结正向偏置的电压。2.雪崩击穿的稳压二极管的正温度系数与二极管PN结正向偏置温度特性相反的是，雪崩击穿电压高于5伏的P-N结具有正温度系数。这意味着随着温度的升高，该P-N结的反向击穿电压也会升高。理论上的解释是雪崩击穿是一个热激发现象，随着温度的升高，载流子的能量也会增加，从而增加了击穿概率和击穿电压，进而导致反向击穿电压升高，也就是稳压值升高。上面的理论分析你可别看糊涂了，一个是正向偏置，一个是反向击穿，可不一样，这样一个正温度系数加一个负温度系数得到的结果就是最小的。因此，可以使用正向偏置二极管和反向偏置稳压二极管的组合来实现温度补偿。通过增加二极管来进行温度补偿，可以在宽温度范围内实现稳定的稳压输出。

前言现在集成芯片功能越来越多，硬件工程师在搭建一些模块单元电路时，不再像以前那样整一堆阻容，二三极管自己去搭建各种复杂的电路，集成芯片尺寸小，成本有时候也更优，对硬件工程师而言这是个好事，但换个角度来讲也是个坏事，因为我们当我们过于依赖集成芯片的时候，往往只关注它的功能，越来越少的关注集成芯片的内在。这很容易让我们从真正意义上的硬件工程师变成应用工程师，含金量的降低就意味着这个职位容易被取代。当然我说的关注集成芯片的内在不是让你去探究芯片内部各个模块单元每个静态工作点，不是要达到芯片设计工程师那个水平，我们要关注的是芯片内部的电路拓扑，要想达到高级硬件工程师也必须能看懂芯片内部的电路拓扑，在规格书中也叫做BLOCK DIAGRAM。今天就介绍两种稳压IC的内部电路拓扑。稳压IC的基本框架结构稳压IC一般由以下几部分构成，参考电压和误差检测单元，放大器单元，控制单元，电源调节单元。核心的思想就是负反馈，调节过程如下：1.参考电压和误差检测单元：检测输出电压分压后的电压和参考电压的压差。2.放大器单元：检测到的压差一般比较小，所以需要通过放大器单元将此压差放大。3.控制单元：放大后的压差通过控制单元调节电源调节单元。4.电源调节单元：负责调节输入电压和输出电压之间的压差，进而实现目标输出电压。稳压IC内部拓扑电路-011.在该电路中，齐纳二极管为Q4和Q5组成的差分放大器，差分放大器对R8、R9和R10分压网络的输出进行采样。将此电压与齐纳二极管Z1提供的参考电压进行比较。2.Q1和Q2一起组成了电源调节单元，Q1和Q2通过串联提高输出电压的增益控制。这样差分放大器输出信号会被放大并反馈到控制元件Q3，通过控制晶体管Q3基极来控制Q1和Q2组成的电源调节单元的输出压降。3.通过调节电阻R9的阻值，可以将输出电平设置为所需要的输出电压值。输出电压：VO=VZ*(RX+RY)/RX。稳压IC内部拓扑电路-021.Q1和Q2一起组成了电源调节单元，Q1和Q2通过串联形成的达林顿管具有高输出电压增益。2.三极管起到了放大器的作用，输出分压接到了三极管基极，齐纳二极管接到了三极管射极，放大后的信号输入到Q3的基极用于控制电源调节单元。电路中的二极管一般是用作温度补偿，降低偏置电流或者参考电压随温度变化的影响。

前言在之前的文章中我们介绍了基于三极管+稳压二极管的稳压输出电路的器件选型，以及优化电路，但是我们有时候会在某些电路中看到三极管+稳压二极管又会搭配恒流源使用，但是此恒流源又不是实现输出负载电流恒流输出，接下来我们就探讨一下恒流源在此电路中的作用。电路原理分析下图中红线对应的是稳压输出的路径，基于此我们可以计算出输出电压:Vout=Vbe+Vz。电路原理分析下图中红线对应的是稳压输出的路径，基于此我们可以计算出输出电压:Vout=Vbe+Vz。输出电压受两个因素影响，一个是稳压二极管Vz的影响，一个是三极管T1 BE结压降影响，尤其是三极管BE结压降受温度影响很大，基于三极管选择型号的不同，会在BE结压降会在0.2-1.1V左右变化，这就会导致输出电压也会有这么大的变化，而这还只是考虑了BE结压降的影响，还没有考虑稳压二极管Vz的波动，三极管的BE结是具有负温度特性的，也就是温度越高，BE结压降越小，因此我们可以选择一个具有正温度特性的稳压二极管Z1，这样三极管BE结压降和稳压二极管Vz随温度变化可以互相抵消。恒流源作用分析上一篇文章中恒流源IS1的位置是一个电阻，既然放个电阻就能实现稳压输出，方案成本也低，为什么还要放一个恒流源呢？原因是稳压二极管Vz受自身流过的电流I6变化的影响非常大，要想Vz稳定，I6必须基本不变。Iz=I6=I4+I5;假定三极管的放大倍数为β：I4=I7/β；I5=VBE/R2；I7=I1-I3=I1-I2/β，进而可以得出Iz=I6=(I1-I2/β)/β+VBE/R2；由于β一般比较大，因此I2/β/β可以忽略不计，因此：Iz=I6≈I1/β+VBE/R2；这样稳压二极管的Iz变化很小，就实现了Vz波动小的目的。总结恒流源对三极管T2的集电极来说看起来像是非常高的负载阻抗，其实在很多电路中也是这样，我们可以把恒流源看作是一个非常大的电阻，为电路实现偏置电流的同时又不会随外部电压的变化而变化。

前言上一篇文章我们介绍了基于稳压管+三极管扩流的并联稳压电路，但是由于输入限流电阻承载了整个输入电流，进而导致限流电阻功率较大，发热严重，输入到输出损失了比较大的功率，所以电路的整体效率不高。今天就介绍一下升级版方案：射极跟随稳压电路。这个方案通过串联三极管来分担输入限流电阻上的压降从而可以处理更高的负载电流和电压，同时降低了发热功率，所以在进行器件选型时三极管的选型就很重要，射极跟随稳压电路中的三极管必须能够满足以下条件：1.三极管必须能够承载整个负载电流；2.三极管必须能够输入电压减去负载电压的差值。射极跟随稳压电路可以用NPN三极管+稳压二极管搭建，也可以用PNP三极管+稳压二极管搭建，接下来我们就以PNP三极管+稳压二极管实例分析。实例分析1.分析电路图如下：2.输出电压Vo=Vz-Vbe其中Vz是稳压二极管的稳压值，Vbe是PNP三极管BE结压降，由此可以看出输出电压只和Vz和Vbe有关，这样就实现了稳压输出的目的。3.三极管T1选型流经三极管T1的电流I1就等于负载电流IL，负载电流IL计算如下：I1=IL=Vo/R3=(Vz-Vbe)/R3所以三极管的通流能力要能满足I1才行。三极管的功耗等于CE两端的压降乘以流经集电极的电流，计算如下：P=I1*Vce=I1*(Vin_max-Vo)其中Vin_max表示最大输入电压。综上三极管选型时集电极-射极最大耐压值需大于Vin_max-Vo，最大功耗需大于I1*(Vin_max-Vo)才能满足设计需求。注意事项需要注意的是VBE会随温度以及集电极电流变化，我们需要根据规格书中的特性曲线去校核VBE的值。

一个稳压二极管就能实现稳压，但是它的缺点是单个稳压二极管功率有限，我们在进行稳压二极管选型时，需要考虑的一种最坏情况就是负载电流全部加载在稳压二极管上，如果负载电流比较大，这就会导致我们选型出的稳压二极管功率特别大，从而其尺寸也特别大，既增加了整体的成本，又占用了更多的PCB空间。基于以上问题，出现了稳压管+三极管扩流的方案，通过加入三极管作为反馈元件，可以提高稳压管的性能。三极管的引入使得稳压管具有了增益功能，可以放大输入电压变化，从而实现更好的稳压效果。最为关键的是，三极管还可以提供更大的输出电流能力，解决了稳压管在大电流负载时的选型问题，但是这种方案也存在相关的问题，那就是效率低的问题，接下来就稳压管+三极管扩流方案的选型以及缺点进行分析。稳压管+三极管扩流方案1.稳压管+三极管扩流方案原理图稳压管+三极管扩流方案的常见原理图如下，电路的基本工作原理就是稳压二极管Z1反向击穿，从而使得三极管T1基极电压高于开启电压，T1饱和导通，电路的输出电压Vo=Vz+Vbe，Vz就是稳压二极管的稳压值，Vbe是三极管T1的BE结压降。R2的作用是下拉电阻，避免稳压管未反向击穿时，三极管基极悬空。电路的关键器件选型就是输入电阻R1。2.输入电阻R1选型输入电阻R1选型有两点，一点是电阻的阻值，另一点是电阻的功率。Rs=(Vin_min-Vo_max)/(Iz_min*(1+β)+I3_max)Vin_min：输入电压最小值Vo_max：输出电压最大值Iz_min：最小稳压电流I3_max：最大负载电流这样就能计算出Rs电阻阻值了。要想计算R1的功率，首先要计算流经电阻R1的最大电流I1：I1=(Vin_max-Vo_min)/RsVin_max：输入电压最大值Vo_min：输出电压最小值最后基于P=I*I*R即可计算出Rs的功率了。总结计算出R1的功率后我们就能发现，这个电路效率比较低，因为所有的电流都会流经R1电阻，这就导致R1电阻发热严重，从而选型时功率要选得比较大才行。

最近在论坛里看到有人提问一个问题，就是电路中为什么要用几个低压齐纳二极管串联取代一个更高电压的齐纳二极管？比如12V供电，明明一个12V稳压输出的齐纳二极管就能搞定，有必要用两个6V的齐纳二极管串联实现稳压输出吗？使用两个齐纳二极管会占用更多的PCB空间，并且还会增加产品的成本，目的何在呢？改善温度波动对输出稳压的影响不管任何的输出稳压电路，我们在进行相关的电路设计中，都需要重点考虑结温的变化对稳压的影响。为了减小温度对稳压器输出电压的影响，其中一种常见的方法是通过串联较低电压齐纳二极管来实现。不同稳压值的齐纳二极管温度系数也不一样，比如下图，4.2V以下的齐纳二极管温度系数为负，也就是温度越高，稳压值越低，4.2V以上的齐纳二极管温度系数为正，也就是温度越高，稳压值越高，如果采用一正一负两个二极管串联，这样两个齐纳二极管串联后，整体的稳压值随温度波动就会减小。两个齐纳二极管串联后的另外一点优势是串联后的整体等效Tc是小于使用一个高电压齐纳二极管的Tc，这一点可以通过公式来证明，等效Tc：Vz1和Vz2是两个齐纳二极管的电压，αz1,αz2是两个齐纳二极管的温度系数，Vo=Vz1+Vz2。简单点来解释，如果两个齐纳二极管相同，那么αz1=αz2，从而等效Tc=αz1=αz2，齐纳二极管的稳压值越大，温度系数Tc就越大，从而证明了两个齐纳二极管串联后整体等效Tc降低了。改善输入电压波动对输出稳压的影响当输入电压波动时，流经齐纳二极管的电流也在波动，这意味着齐纳二极管的输出稳压值Vz也在波动。齐纳二极管的Vz-Iz变化曲线的斜率是变化的，随着流经齐纳二极管电流的增加，齐纳二极管的Vz变化量是不同的，为了表示这个特性，引入了齐纳阻抗的概念。稳压值越大的齐纳二极管齐纳阻抗也就越大，这意味着相同的Iz变化量导致的Vz变化量越大，从而稳压效果越差，两个6V齐纳二极管串联后的串联阻抗会远低于单个12伏齐纳二极管的阻抗：7+7＜＜30。

稳压二极管的Vz主要受制造商容差、齐纳电流和工作温度的影响，同时功率耗散和外部电路设计也是关键因素。稳压二极管的标称稳压值Vz存在生产工艺带来的偏差，制造商通常会给出容差范围，如±5%或±10%。原因就是材料特性、掺杂浓度和制造过程的微小差异导致每个二极管的Vz不完全一致。齐纳二极管的稳压值还与通过其的电流密切相关。电流过低，接近 Iz(min)）时，稳压效果变差，Vz 可能低于标称值。电流过高接近Iz(max)）时，功耗增加，可能导致过热，进而影响 Vz。 所以要选择合适的Iz。温度变化也会导致Vz漂移，影响稳压电路的精度。要选择适合工作温度范围的稳压二极管，或通过温度补偿电路（如串联二极管）减小温度影响。

最近在某论坛中看到有工程师说自己负责的某款产品中用到了稳压二极管，批量后发现稳压二极管后级的芯片会出现烧坏的问题，最后锁定是稳压二极管选型不合理导致的，原因是稳压二极管在某些极端条件下其稳压值会超过芯片最大耐压，为了避免大家踩雷，今天就剖析一下此问题，以便大家在以后的稳压二极管选型时不要踩雷，顺便也分享一下稳压二极管选型计算的方法。问题分析稳压管的工作特性是当稳压二极管两端出现超出电压击穿点的电压时，在特定的工作电流范围内，PN结两端的电压降基本上保持在击穿电压值附近。上面这句话有两个重点，一个是稳压管要想稳压，那么稳压管两端的电压需要大于电压击穿点，另一个是“在特定的工作电流范围内”，这意味着稳压二极管要想可靠稳定的稳压，那么流过它的工作电流的大小很重要，电流太小，就稳不住电压了，电流太大，会导致稳压值飘高，当稳压值超过后级芯片的最大耐压时，那后级芯片大概率顶不住，从而被过压击穿。除了工作电流以外，稳压二极管的制造公差，结温，也会影响稳压值，综合考虑这些因素，接下来我们就实例讲解一下稳压二极管的选型计算。实例分析电路拓扑如下，稳压二极管精度为5%，工作电流为20mA，最大工作温度为125℃。1.制造公差稳压二极管的不同生产批次，其性能存在一定的差异，常见的稳压二极管精度有1%，5%等，这个我们可以在规格书中找到，对于5.1V的稳压二极管考虑制造公差后，最大稳压值是5.36V。2.温度影响稳压二极管的温度系数有正温度系数和负温度系数之分，正温度系数的稳压二极管其稳压值随温度的增加而增加，负温度系数的稳压二极管则相反，具体以我们选型的稳压二极管为准，规格书后面的特性曲线可以查看稳压二极管的温度系数，不同Vz的稳压二极管温度系数也不一样，5.1V的稳压二极管读图得到温度系数约为1.5mV/℃。3.动态电阻稳压管的电压-电流变化曲线不是线性变化的，也就是斜率不是固定的，所以定义了动态电阻这个参数。反过来想，我们要想知道稳压管的稳压值波动了多少，我们用稳压管的电流乘以动态电阻就能估算了：20mA时的动态电阻为17Ω。汇总计算：Vz_max=5.36V+（125℃-25℃）*1.5mV/℃+20mA*17Ω=5.85V总结所以5.1V的稳压二极管最大稳压值可能会增高到5.85V，一般5V芯片可顶不住这个电压啊，所以大家在做稳压二极管选型时务必注意。

1.稳压值（Vz)：二极管的标称稳压值，需匹配电路需求（如5.1V、12V)。 2.功率耗散（PD)：最大允许功率（如0.5W、1W），需满足电路散热条件。 3.稳压精度：Vz的容差（如±5%、±2%），影响输出电压稳定性。 4.动态电阻（rz)：反映稳压性能，rz越小，稳压效果越好。 5.最大稳压电流（IZM)：允许的最大工作电流，需低于此值以避免损坏。 6.最小稳压电流（IZmin）：维持稳压所需的最小电流，需确保电路满足。 7.温度系数（αVZ)：电压随温度变化的特性，影响高温或低温环境性能。 8.反向漏电流（IR)：反向偏置时的漏电流，需尽量小以降低待机功耗。 9.封装：如DO-35、SOD-123，需考虑安装空间和散热。 10.工作温度范围：确保符合应用环境（如-55°C至150°C)。

前言方波是我们使用的比较多的波形，比如以PWM驱动继电器开关，或者蜂鸣器工作，生成方波的电路也很多，常见的有使用运放的反相器电路，555定时器电路，施密特触发器电路，或者数字电路中的计数器，这些电路用到的器件比较多，今天我们就介绍一种超简单的方波生成电路。仿真原理图我们采用multisim仿真软件来仿真，仿真原理图如下，在这个电路中，输入波形是正弦波，输入波形电压有效值是12V，稳压二极管D1可以把输入的正弦波进行削波，从而产生方波。需要注意的是要想生成的方波上升边尽可能垂直的话，交流电压必须远高于稳压二极管的齐纳电压才行。原因是输入信号是正弦波，如果稳压二极管的齐纳电压很接近正弦波的波峰值，那就起不到削波的目的了。仿真波形图我们首先看看输入波形图，是标准的正弦波，输入波形电压有效值是12V，频率是50Hz。接着看看削波后的方波波形图，由于我们将稳压二极管的稳压值设置成了5V，所以方波的正向峰值是5V，需要注意的是方波的负向峰值是-0.7V，并不是0V，因为正弦波的负半周会使得稳压二极管正向导通，此时此时稳压二极管两端的电压就是-0.7V。总结这个电路实现的是单向限幅的原理实现了方波生成，如果采用两个稳压二极管反向串联，就能实现双向限幅度。

稳压二极管限流电阻的阻值计算需要根据电路参数来确定，以确保齐纳二极管工作在稳定的稳压状态，同时限制电流以保护二极管。下面是一个计算实例，输入电压Vs=12V ，齐纳二极管稳压值Vz=5V，Iz_min = 5mA ，Iz_max=50mA，负载电流IL=20mA，首先选择工作电流Iz：取Iz=10mA，在Iz_min和 Iz_max 之间。然后计算电阻R，最后计算电阻功率。

齐纳二极管也叫稳压二极管，算是一种应用比较多的超低成本稳压电路了。齐纳二极管设计用于在反向击穿区域中工作，简单来说就是当齐纳二极管反向偏置时，随着反向电压的逐步增加，反向电流突然增加的点对应的反向电压就是齐纳电压，齐纳二极管的稳压效果就是利用了二极管的雪崩效应。既然利用了雪崩效应，就需要对雪崩加以限制，不可控的雪崩导致的后果就是稳压管烧坏，所以齐纳二极管需要配合串联电阻限制流经它的电流，这个怎么理解呢？可以从两个角度来理解，首先比如你的电源是12V，稳压管是5V，如果将稳压管直接并联在12V电源两端，那12V电源不就没了？另外一个角度是12V电源是有内阻的，这个内阻一般很小，如果将稳压管直接并联在12V电源两端，那么这个内阻上的压降=12V-5V=7V，如果12V电源内阻是100mΩ，那么回路中的电流=7V/100mΩ=70A，一般的稳压二极管可顶不住这么大的电流，妥妥的会被烧坏啊。大家一般见到的串联电阻计算方法经常没有从worse case的角度去计算，比如有些教程中采用R=（Vin–Vz）/Iz，这里的Iz是不明确的，有些常常只是计算了电阻的典型阻值，这样是不严谨的，在一些极端条件下选用的电阻阻值可能是无法有效限流的，因此产品批量后问题就暴露了。限流电阻计算方法以下面的电路图为例，展示一下详细的计算过程：1.首先我们的计算目标是得到RS，Rs不能太大，否则会导致Iz太小，从而稳压二极管的电流太小，就没办法稳压了，基于此Rs的计算公式如下：Rs=(Vin-Vz）/(Iz+IL)那么如何计算Rs呢？换句话说就是什么时候分到Iz的电流最小呢？通过分析上面的公式，Vin-Vz越小，Is也就越小，从而Iz也越小。Rs上的电流Is=Iz+IL，这意味着对于一个确定的电路来说，IL越大，Iz就越小，所以IL_max对应着Iz_min。同时进而可以得到：Rs_min=(Vin_min-Vz_max）/(Iz_min+IL_max)其中Vin_min表示电源电压的最小值，Vz_max表示稳压二极管稳压值的最大值（规格书中有此参数），IL_max表示负载电流的最大值，Iz_min表示稳压二极管最小稳压电流。2.得到了Rs之后，我们就能计算稳压二极管的最大功耗Pz_max:Pz_max=Iz_max*Vz_maxVz_max可以在规格书中查到，Iz_max则需要计算得到：Iz_max=(Vin_max-Vz_min）/Rs-IL_min总结通过以上计算一方面我们评估了Rs是否会导致稳压管的电流Iz过小，从而无法稳压，另一方面又验证了当前的Rs选型是否会导致稳压二极管电流IZ(max)过大，进而导致PZ(max)超过稳压管额定功耗烧坏。

二极管的正向电流与正向电压的关系可以通过其伏安特性曲线（I-V曲线）来描述，通常呈指数关系，符合二极管的理想方程. 正向电压与电流的关系是正向电流I增大时，正向电压VD也会增加，但增长速率逐渐减缓。在小电流下，VD 变化显著；在大电流下，VD 趋于平缓，接近一个稳定值。例如，硅二极管在常用电流（如几毫安）下，正向压降约0.6~0.7V，但在大电流（如1A）时可能升至0.8~1V甚至更高。 二极管结温升高，Is 增大，VT也略增，导致在相同电流下，VD减小反之，低温时，Is 减小，VD增大。例如，在-40°C时，硅二极管的正向压降可能比常温高0.1~0.2V。低温下正向压降增大，需确保电路提供的电压足以使二极管导通，尤其在高精度或低压电路中。

前言刚入门的硬件工程师在进行电路设计选型时，一打开数据手册，很容易重参数，轻曲线，也就是喜欢翻看数据手册中的电气特性参数，比较容易忽视数据手册后半部分的各种特性参数曲线，这样有很大的弊端，因为一个合格的电路，不只是在常温25℃，常压也就是额定电压下可靠工作，而且要在高温（比如150℃），低温（比如-40℃）下可靠工作才行。关于二极管选型，今天就重点介绍一下数据手册中的特性曲线。1.最大允许连续正向电流与环境温度二极管能够允许的最大允许连续正向电流与环境温度是有关系的，需要注意的是这个关系曲线是在特定条件下测出来的，比如单面板，四层板，二极管采用规格书定义的标准封装，如果你设计的电路板和这些特定测试条件不同，那么你就不能直接拿这个曲线去评估你的二极管能通过多大的电流。所以这个曲线主要是参考意义，也就是这个曲线告诉你二极管的正向电流和你的产品的实际环境温度有关，可别直接套用数据手册中给的参数去做设计。正向电流与正向电压的关系有些硬件工程师一提起二极管的正向压降是多少，脱口而出0.7V，当然答案不能算错，只能说在特定条件下是0.7V，二极管的正向压降主要受两个因素影响，一个是二极管的正向电流，一个是二极管的结温，正向电流越大，二极管的正向压降就越大，二极管的结温越高，二极管的正向压降就越小。所以这告诉了我们一个重要的知识点，那就是低温时二极管的正向压降会增大，在设计电路时要重点考虑低温时二极管两端的电压能否使它顺利导通。非重复峰值正向电流与脉冲时间最大允许非重复峰值正向电流与脉冲持续时间的关系比较好理解，我们可以从发热的角度来理解，发热量=P*t=I*U*t，脉冲持续时间越长，电流越大，二极管功耗就越大，温升也就越大，限制条件就是二极管温度不能超过最大结温。最大结温是固定的，I和t成反比。关于IFSM的计算校核，可以参考我之前的文章。反向电流与结温结温越大，反向电流也越大，对于一些功耗要求比较严格的电路中，务必要注意，比如下图中结温１５·０℃时，反向电流达到了惊人的１ｍＡ，这个数值已经是非常大了。二极管电容与反向电压二极管两端的反向电压越大，二极管的电容就越小，这个电容也是导致二极管存在反向恢复时间的罪魁祸首，影响很多，可以参考之前的文章详细介绍了其影响。在高频开关电路中，如果二极管的电容过大，会造成其容抗很低，可能旁路二极管，从而使得二极管的反向截止失灵。最大允许连续反向电压与环境温度最大允许连续反向电压与环境温度的关系我们在之前的文章也介绍过，这也是很多硬件工程师在进行二极管选型时容易忽略的点，二极管的反向耐压不是固定的！二极管的反向耐压不是固定的！二极管的反向耐压不是固定的！重要的事情说三遍吧，一定要关注规格书中二极管的反向耐压随温度的关系曲线，这个问题在自己常规测试不一定测出来，但是批量后，很可能就会暴露出来，这个时候的问题就是大问题了。

二极管的反向恢复时间对电磁干扰（EMI）的产生和抑制有显著影响，尤其在开关电源、汽车电子（如LF天线驱动电路）或消费电子充电器等高频开关电路中。反向恢复时间是指二极管从正向导通状态切换到反向截止状态时，内部存储的少数载流子（电荷）被清扫所需的时间。分为两个阶段：反向电流上升时间（从零到峰值反向电流），反向电流衰减时间。 反向恢复时间通过以下机制影响EMI，主要集中在开关电源的高频开关过程中，二极管在反向恢复期间，反向恢复电流（IRR）会迅速变化，产生尖峰电流。在开关电源中，反向恢复电流会通过变压器、PCB走线和寄生电感耦合，形成高频传导干扰。高di/dt导致的尖峰电流含有丰富的高频分量，几十MHz至几百MHz，直接增加传导干扰，尤其在0.15-30MHz范围（CISPR32/25标准测试范围)。

前言即使施加在二极管上的电压从正向变为反向，二极管也不会立即关断。二极管从ON到OFF的转变需要一定的时间。在该转变所需的时间中，电流沿相反方向流动的时间就称为反向恢复时间(trr)，也就是reverse recovery time。交流驱动中，决定二极管响应的重要参数是反向恢复时间。这个参数对于任何需要二极管频繁从正向偏置到反向偏置快速切换的场合尤为重要。关于反向恢复时间对电路可能造成的影响主要有四个方面，总结如下。1.电路不工作二极管的反向恢复时间会对其工作频率有影响，二极管在每个交流周期内必须有足够的时间完成从正向到反向的状态切换。如果反向恢复时间占了整个周期的比例比较大，那么在高频率下，二极管就不足以有效地完成状态切换，导致其性能受限。举个例子，对于一般的整流应用，理想状态是使二极管的反向恢复时间远小于其工作周期。如何估计理想的最高工作频率呢？我们可以将二极管的恢复时间视为一个周期内的最大可接受比例，例如10%。则计算方式如下，如果反向恢复时间是10μs：这意味着理论上该二极管可以适用于最高10kHz的频率。比如自举电路中的二极管，二极管选型就要注意反向恢复时间，如果反向恢复时间过大，就会导致电路不工作。2.开关损耗增加二极管的反向恢复时间越长，当它从导通状态切换到阻断状态时，会有一段时间内仍然允许电流逆向流过。这将导致与之串联的晶体管或MOSFET在尚未完全关闭时二极管已经开始导通，从而导致开关损耗增加，这种损耗在开关电源应用中尤为显著，所以在开关电源中的二极管选型也要注意其反向恢复时间。3.二极管自身损耗增大对于二极管，反向恢复损耗可以通过以下公式估算：频率越高，反向恢复损耗越大，二极管自身的温升就越高，在设计时，必须考虑合适的散热措施，或者选择具有更低反向恢复特性的二极管，选择适当的开关频率以减少这些损耗。4.对电磁干扰的影响在高速开关电路中，二极管的反向恢复时间是影响电路性能的关键参数之一，特别是对电磁干扰的影响。在二极管关闭的瞬间，电路中的电流不能立即停止，由于电感的存在，这些电流会继续流动并试图维持其原有路径，从而在电路中形成高电压尖峰，它们可以对电路的其他部分产生干扰,比如下图不同反向恢复时间的二极管，其电流振荡波形差别很大，这也是很多硬件工程师容易忽略的EMI影响因素。针对此问题，有三种解决方案：1.选择反向恢复时间较短的二极管。2.使用TVS或RC网络来降低尖峰电压并抑制高频干扰。3.优化电路布局，比如电感元件的位置和布线方式，以减少环路面积和电感影响。

在电路设计中，硬件工程师经常用三极管、限流电阻，继电器来搭建一个继电器开关电路，与此同时一般还会用一个二极管与继电器线圈并联，为什么要并联这个二极管？并联的这个二极管到底选择普通二极管还是快恢复二极管，亦或是肖特基二极管呢？为什么有些电路中继电器两端又没有并联二极管呢？关于这些问题，接下来就详细聊聊。为什么需要并联二极管？继电器的线圈是一个电感器，当线圈上的电流突然减小或中断时，电感器通过产生极性与电源电压相反方向的非常大的感应电压来抵抗电流下降，该电压在电感器下端为正极，在电感器上端为负极。这个电压的大小和线圈电压的关断速度以及线圈感量的大小有关，一般比电源电压会大得多，会达到上百伏，这么高的反向电压会超过三极管的VCEO，从而损坏三极管。通过在线圈两端并联一个二极管，线圈两端的感应电压使二极管正向偏置，二极管传导电流，限制了线圈两端的电压，线圈和二极管瞬间形成放电回路。此时线圈两端的电压就等于二极管的正向导通电压，约为0.7V左右，从而避免了高的反向电压损坏三极管的问题。选什么类型的二极管？当二极管由正向导通状态向截止状态转变时，二极管并不会立马变成截止状态，而是首先要释放内部存储的电荷，在此期间电流会有电流反向流过二极管，这个放电时间被称为反向恢复时间。一般而言，反向恢复时间：普通二极管<快恢复二极管[removed]

一般产品的电子控制器都需要进行各种各样的脉冲/浪涌测试，通常是为了验证电子控制器在面对电气噪声和外部干扰时的鲁棒性和可靠性。脉冲/浪涌测试是电磁兼容性（EMC）测试的一部分，主要关注的是产品能否在高电磁干扰环境下正常工作。确保产品在实际使用中，即使暴露于电磁干扰（如电网的电压波动、附近设备的开关动作等）也能保持正常工作。当然这也是法规要求，无论是国内，还是国际上关于脉冲/浪涌测试都制定了一系列的标准，比如IEC 61000-4-4：电气快速瞬变脉冲群EFT/Burst抗扰度测试，一般用于家电产品测试。还有ISO 7637标准是针对道路车辆电气系统的电磁兼容性的一套国际标准。这一标准专门针对汽车电子设备在面对电气干扰时的性能进行测试，ISO 7637 标准主要涵盖电压波动、瞬态脉冲以及其他来自车辆内部和外部源的电磁干扰。那么关于二极管选型，我们如何评估产品中的二极管在遭遇这些脉冲时是否会损坏呢？主要有两个考量点，一个是电压，一个是电流。关于电压，主要考虑二极管在遭遇反向电压时是否会反向击穿损坏，我们主要确保负脉冲的幅值小于二极管的VRRM即可，关于电流的评估则较为复杂，接下来以12V系统电源端的防反接二极管为例，就实际分析计算一下其IFSM能否满足测试要求。实例分析前提条件：电源系统为12V系统，电路图如下图，干扰脉冲为ISO 7637中的5b测试脉冲，D1为二极管，二极管正向导通压降为1V，在电路中的作用是防反接，D3是TVS管，在电路中主要钳位正向脉冲，可以把电路中的高压脉冲钳位到40V。干扰脉冲分析：脉冲5b（有需要7637-2（2004版和2011版）测试标准的可以在公众号回复关键词：7637）的测试波形100V电压、2Ω串联电阻、100ms脉冲持续时间（为了讲解计算方便，修改了参数，实际请参考标准），基于这些信息，我们可以计算得到，在进行脉冲5b测试时二极管中的最大正向浪涌电流为：1. I=(100V-40V-1V)/2Ω=29.5A。2. 测试波形为指数波。二极管参数校核：我们以下图中GS1M二极管为例，其IFSM电流为30A，有些同学一看到30A，就觉得30A大于29.5A，那这个二极管肯定没问题呀。并不是这样去对比的哦，原因是二极管此处给出的IFSM电流的测试波形是：非重复峰值正向浪涌电流8.3ms叠加在额定负载上的单个半正弦波，也就是这个波形是半正弦波，实际的测试波形是指数波，我们还需要转换一下才能对比。转换过程如下：1.29.5A 100ms指数波转换成半正弦波，脉冲持续时间为：100*2.2=220ms，转换后的半正弦波脉冲为：29.5A 220ms。下图是不同波形之间持续时间的转换关系：2.29.5A 220ms的半正弦波和30A 8.3ms的半正弦波还是不一样，所以也不能直接对比，所以我们需要两个波形的持续时间转换成相同的之后，再对比电流值即可，基于正弦波的变化符合i2t=常数特性，可以把29.5A 220ms的半正弦波转换后的电流为：I=（29.5A*29.5A*220ms/8.3ms）^0.5=151AGS1M的IFSM电流为30A，远远小于151A，所以GS1M这个二极管是无法满足要求的。我们的二极管选型时，二极管的IFSM值需要大于151A才可以。需要注意的是，脉冲参数是自己定的，和标准不一致哦，实际计算时需要基于实际的脉冲进行计算的。

在上一篇文章中二极管datasheet实例讲解--二极管选型进阶教程（1），我们基于实际的二极管规格书，讲解了规格书中的简要描述/特点/关键参数，引脚信息/订购信息/丝印标识，以及绝对最大额定值，接下来讲解一下规格书中的热特性参数，电气特性参数，以及选型时需要特别关注的特性曲线。热特性参数规格书中出现了两个热特性参数，分别是Rth(j-a)和Rth(j-sp)，Rth(j-a) 是结与环境温度之间的热阻 (°C/W)，Rth(j-sp)是结和焊点之间的热阻 (°C/W)，关于这两个特性参数的使用，在之前的文章中已经介绍过，大家可以查阅这篇文章：硬件工程师需要学会的用热阻Rth(J−A)和瞬态热阻rth(J−A)计算二极管温升的方法（1）。需要注意的是厂家给出的热阻参数都是在特定的条件下测出来的，比如PCB的材料FR4，PCB的层数，单层板，以及采用二极管标准封装，当然和PCB的尺寸也有关系，不过这个规格书中没有标准测试用的PCB的尺寸，所以厂家给出的热阻参数我们可以拿来参考，但是会有偏差，偏差的大小取决于我们自己实际设计的PCB的厂家的PCB的差异，所以这个参数只是有参考意义。电气特性参数有些工程师常常把Limiting values和Characteristics搞混淆，Limiting values是在极端条件下考虑的，比如温度极端高或极端低、电压过高或过低等情况，Characteristics一般是常温常压条件下考虑，在设计时二极管的电气环境一定不能超过Limiting values的限制。VF：正向电压是二极管在指定温度下以指定电流正向导通时在其阳极和阴极之间产生的压降。首先正向电压和温度有关，硅二极管的正向电压具有负温度系数，而SiC肖特基二极管的正向电压具有正温度系数，这样不同类型的二极管并联使用时其正向压降不同可能会导致某些管子没导通从而导致电流仅从低正向导通压降的管子流过，可能会出现电流过大导致的热失控问题。其次正向电压和正向电流IF有关，正向电流越大，正向电压就越大。IR：反向漏电流是当在二极管上施加指定的反向电压时从阴极到阳极反向流动的电流。IR取决于温度，随着结温(Tj)的增加而呈指数增加。肖特基二极管和快速恢复二极管比常规的硅整流二极管具有更高的IR。因此，在高温和高压条件下，反向功耗的增加可能会导致器件损坏。因此，当二极管用于大功率高频整流应用时，二极管在进行热设计计算时，同时考虑正向和反向功耗。Cd：二极管结电容是在阳极和阴极之间施加反向电压时二极管端子之间的电容。由于二极管结电容的存在，当工作频率超过某一值时，它的单向导电性将变差。在高频线路中结电容过大会造成容抗很低，可能旁路二极管。同时二极管从导通状态向截止状态转变时，为什么不能马上转换为截止状态呢？原因就是结电容的存在，这里不展开说，后面单独写文章分析。Cd和反向电压有关，反向电压越大，Cd越小。trr：trr是反向恢复电流在指定条件下从峰值开始减小直至二极管恢复所需的时间。trr定义为正向电流变为零的瞬间与反向恢复时间衰减至峰值反向电流10%的瞬间之间的时间，trr就是Cd的存在导致的。trr会影响二极管的功耗，以及电路EMI，这里不展开说，后面单独写文章分析。

硬件工程师在进行元器件选型时，第一步就是查阅对应的datasheet，也就是规格书，元器件datasheet会给出我们选型所需的关键信息，有些信息是直接给出的，有些信息是间接给出的，需要我们基于当前规格书上的信息转换后得出，今天就详细讲解一下二极管的datasheet，限于文章篇幅，分两篇文章说明，此为（1）。简要描述/特点/关键参数二极管datasheet的首页一般会汇总下二极管的关键参数，比如峰值，开关速度，连续反向耐压，最大重复峰值反向电压，重复峰值正向电流，最大总功耗，以及正向电压降。这主要是便于已经比较熟悉二极管选型的硬件工程师快速获取二极管的关键参数。对于初级硬件工程师，建议还是仔细看后面的参数，这里的参数告诉了你哪些是二极管的关键参数。引脚信息/订购信息/丝印标识二极管是有极性的器件，有阳极，有阴极，引脚信息主要是用于原理图封装绘制时定义1脚和2脚的信息。订购信息是用于输出BOM时，在BOM中需要写明的器件型号，丝印则是器件实物上的丝印信息，很多公司在抄板时，会通过这个丝印信息反向追溯二极管的型号。绝对最大额定值Limiting values也就是绝对最大额定值，"绝对最大额定值"通常指的二极管能够承受的最大允许值，超过这个值可能导致器件损坏或者性能下降，这个值是在极端条件下考虑的，比如温度极端高或极端低、电压过高或过低等情况，当然二极管厂家datasheet注明的这个值一般会留有一定余量，但是我们设计时务必确保电路中不会超过这个值，不然产品出现批量问题，厂家是可以不承担责任的。VRRM：VRRM表示在datasheet中指定的温度下可以反向重复施加的最大允许瞬时电压，也就是这个电压不是直流电压，而是交流电压，一般是工频（50或60Hz）下的半正弦波电压的峰值。这个参数一般当二极管用于整流时需要特别关注。VR：VR表示在datasheet中指定的温度下可反向施加的最大直流电压。IF：IF是最大平均正向整流电流，是正常工作温度范围内允许的最大平均正向电流。但是需要注意的二极管能流过多大电流取决于环境温度的高低以及散热条件的好坏，规格书中写明了，器件在如下条件下：Device mounted on an FR4 Printed-Circuit Board (PCB), single-sided copper, tin-plated and standard footprint（器件安装在FR4 PCB、单面板、镀锡和标准封装上。），虽然没写明环境温度，但是一般是室温25℃下才能达到250mA的通流能力，并不表示这个二极管任何条件下都能达到250mA的通流能力，总结来说IF能不能达到250mA，取决于环境温度和PCB布局。IFSM：浪涌电流是指二极管在规定的时间长度和波形内能够承载的最大电流脉冲，这是一个单次脉冲，非重复的。一般是工频（50或60Hz）下施加一个周期的半正弦波或方波、脉冲宽度为10ms的脉冲，datasheet会注明测试波形。但是实际上我们在进行脉冲测试时，可能不是正弦波或方波，可能是三角波或者指数波，此时我们就需要将三角波或者指数波转换成半正弦波的功率，进而评估二极管的IFSM能否满足实际测试的波形电流。此处不展开，后续会就如何转换进行计算单独写文章说明。IFRM：重复峰值正向电流，设计时一般有点参考意义，用处不大，原因是这个和PCB散热以及环境温度有关系。Ptot：二极管能承受的最大功耗，规格书中给出最大功耗时备注了测试条件是器件安装在FR4 PCB、单面板、镀锡和标准封装上。这意味着最大功耗这个参数也是和二极管的散热条件有关，也就是二极管能承受的最大功耗会受到环境温度和PCB布局，功率二极管有无散热器的影响，所以问题的核心还是温升，评估功耗也是为了评估温升是否符合设计要求。Tj：二极管的最大结温。二极管在高温下会表现出较大的反向电流，如果以PWM模式工作，会影响二极管的功耗，二极管可能会进入恶性循环->结温升高->反向电流增加->功耗增加->结温升高->导致热失控。Tstg：二极管的最大储存温度，一般大家很少关注这个参数，Tstg是二极管在不施加电压的情况下可以存放的环境温度范围。储存温度会影响二极管端子的氧化，从而影响可焊性，其他影响一般很小。

二极管一般有两种工作模式，一种是以长时稳定电流工作，比如以1A电流持续通过二极管，上一篇文章针对这种工作模式（硬件工程师需要学会的用热阻Rth(J−A)和瞬态热阻rth(J−A)计算二极管温升的方法（1）），介绍了相应的二极管温升计算方法。本篇文章介绍二极管以PWM模式工作时对应的温升计算方法，帮助你更好地进行二极管选型。瞬态热阻先介绍一下瞬态热阻的概念，瞬态热阻是衡量器件在施加脉冲功率时，器件散热能力的大小。瞬态热阻决定了器件在低占空比和低频脉冲负载下的散热表现。简单点来说如果在电路中，某个器件的功率损耗不是恒定的，而是随时间变化的，那么这个时候如果我们想要计算该器件的温升参数，则必须使用瞬态热阻来计算。 接下来分别讲解一下单次脉冲和周期性脉冲下的二极管温升计算方法。单次脉冲如果给二极管施加单次正向脉冲，根据瞬态热阻数据估算二极管瞬时导通时的结温TJ，TJ 的计算为：TJ = P × rth(J−A) + TA其中P是二极管的功耗(W)，可以通过二极管正向压降Vf和正向电流If相乘计算得到，rth(J-A) 是二极管结和环境温度之间的瞬态热阻 (°C/W)，可以在规格书中查阅，并且TA是环境温度 (°C)。举个例子，如果单次正向脉冲持续时间是100ms，通过读图可以得到rth(J-A)=9°C/W，那么当P=0.6 W，TA=100°C时，TJ 通过以下公式计算：TJ=0.6×9+100=105.4（℃）周期性脉冲如果给二极管施加周期性正向脉冲，ΔTj＝Pm*tp/t1×（Rth－rth(J-A)_(tp+t1)）＋Pm×（rth(J-A)_(tp+t1)－rth(J-A)_t1＋rth(J-A)_tp))Rth是稳态热阻，rth(J-A)_(tp+t1）是脉冲时间tp+t1对应的瞬态热阻，rth(J-A)_t1是脉冲时间t1对应的瞬态热阻，rth(J-A)_tp是脉冲时间tp对应的瞬态热阻，瞬态热阻可以直接根据规格书中的曲线读图即可得到。

在进行二极管选型的时候，需要关注的一个重要参数就是二极管的结温，在二极管设计选型时，我们就需要基于二极管的工作电流以及工作模式来评估二极管的温升，进而确保二极管的最终工作温度不会超过二极管规格书中定义的最大结温。二极管的结温指的是PN结的温度，二极管在工作时会产生一定的热量，如果热量不能有效地散失，结温会升高，这可能会影响二极管的性能和寿命。二极管一般有两种工作模式，一种是以长时稳定电流工作，比如以1A电流持续通过二极管。另外一种是以PWM模式工作，比如以50%占空比，间歇性地以1A电流通过二极管。这两种方式的温升计算方式是不一样的，接下来就分别详细说明一下。持续电流工作的二极管温升计算如果你使用不同厂家的二极管，你会发现，有些厂家会在二极管规格书中给出Rth(J−A)，有些厂家会在二极管规格书中给出Rth(J−L)，有些厂家会在二极管规格书中给出Rth(J−SP)，先说说这三者的区别，Rth(J-L) 是结和引线之间的热阻 (°C/W)，Rth(J-A) 是结与环境温度之间的热阻 (°C/W)，Rth(J-SP) 是结和焊点之间的热阻 (°C/W)。J也就是junction，表示二极管内的芯片，也就是PN结，L也就是lead，表示二极管的引线，也就是引脚，SP表示二极管的引脚和PCB之间的焊点，A也就是ambient，表示二极管周围的环境。温升=二极管功率*热阻，如果我们用Rth(J−SP)计算得到温升就表示二极管结和二极管焊点之间的温度差值，如果我们用P*Rth(J-L)计算得到温升就表示二极管结和二极管引脚之间的温度差值，P*Rth(J-A)计算得到温升就表示二极管结和周围环境之间的温度差值。一般而言我们很难评估二极管焊点或者二极管引脚的温度是多少，所以很难通过这两个参数去评估二极管的温度，但是产品的工作环境温度我们一般是已知的，比如-40℃~70℃，那么70℃+P*Rth(J-A)就是二极管的最大工作温度，需要注意的是实际上周围其他发热器件也会导致二极管温度上升，这个和PCB布局，以及热源和二极管的距离有关，所以你可以基于PCB布局简单按5℃或者10℃做个评估，这样二极管的最终预估温度为5℃+70℃+P*Rth(J-A)。实例分析当二极管正向压降为0.6V，正向电流为1A，Rth(J-A)=20℃/W、TA=80℃时，TJ由下式计算：TJ=0.6V*1A×20℃/W+80℃+5℃=97（℃）另外一种二极管以PWM模式工作，计算温升的方法这个就放在下一篇文章介绍。

二极管在电路中一般用于整流，反接保护，隔离，硬件工程师在进行二极管选型时，一个重要的考量点就是二极管的反向耐压能力。基于可靠性设计的考虑，我们在进行二极管选型时，反向耐压要留有一定的余量，那么余量留多大会比较合适呢？正常来说，一个标称反向耐压200V的二极管，一般很容易想当然地认为180V的反向电压不会损坏二极管，但是事实上二极管的反向耐压值并不是恒定的。二极管的反向击穿1.反向击穿类型当二极管两端反向偏置施加足够大的电压时，二极管就会击穿，从而使器件开始反向导通。所谓二极管的击穿电压是发生这种情况的最小施加电压，二极管的击穿类型有两种，一种是雪崩击穿，一种是齐纳击穿，一般的二极管掺杂浓度没这么高，反向电压过大时超过二极管反向耐压时，都是雪崩击穿。齐纳击穿大多出现在特殊的二极管中，如稳压二极管，接下来我们就说说普通二极管的反向击穿电压特性。2.反向击穿随温度变化的特性二极管击穿的特点是由于雪崩效应导致电流呈指数增加，其中加速的电荷载流子有足够的能量通过与束缚电子的撞击形成更多的电荷载流子。击穿电压值并非是恒定的，而是会随着温度发生变化，雪崩击穿是具有正温度系数的特点，这意味着二极管的击穿电压会随着温度的降低而降低。击穿电压的降低意味着可以在较低的反向电压下实现击穿。所以我们在规格书中看到二极管的反向电压值，一定要注意确认此电压是在工作温度全范围，比如说-40℃到175℃中规定的反向耐压，还是只限于25℃的反向耐压。一般来说都是后者。这就意味着规格书中只告诉了你25℃的反向耐压，你还需要考虑低温情况比如-40℃时二极管的反向耐压降低了多少？比如如果二极管25℃时耐压为200V，-40℃时耐压下降到了170V，那么二极管在低温时就会被180V的反向电压击穿损坏，这也是为什么产品需要做各种的高低温环境试验，原因就是电子元器件的电气特性会随温度变化而变化，所以二极管选型，一定要注意反向耐压随温度变化是怎么变化的。

ESD（静电放电）对于半导体器件来说危害极大，ESD的电压远高于半导体结的击穿电压，因此硬件工程师在应用芯片进行电路设计时需要关注芯片的ESD保护电路。通常，所有信号引脚，无论是信号输入引脚还是信号输出引脚，都需要考虑ESD保护，以防止静电放电事件期间发生的过电压。一般这种ESD保护是通过在信号输入引脚和信号输出引脚上添加ESD保护二极管来实现的。比如对于输入引脚，IO口一般会有钳位二极管，这些二极管从信号输入引脚连接到正电源电压引脚，并从信号输入引脚连接到负电源电压引脚：像MCU芯片有几十个甚至数百个引脚。一般来说封装上的每个信号引脚通常在MCU芯片中内置有ESD钳位二极管，需要注意的是这是常规做法，有些芯片厂商为了节省成本，可能没有内置ESD钳位二极管，这样就会导致芯片的ESD防护能力大大降低，因此我们在进行芯片选型的时候，务必要和厂家确认芯片内部到底有没有ESD钳位二极管，少了ESD钳位二极管能节省厂家不少的成本，所以MCU芯片选型可别只图便宜。注意事项1.注入电流问题以输入引脚为例，有时候输入引脚的电压可能会高于芯片供电的电源电压，此时就会导致持续有电流注入芯片的IO口，这个注入电流不能过大，一般芯片规格书中会有说明，一般建议单个IO的最大连续注入电流不能超过2.5mA，所有IO的最大连续注入电流总和不能超过25mA，大家以规格书为准。2.ESD保护能力问题芯片内部集成的双二极管其ESD防护等级是有限的，如果我们需要更高的ESD防护等级，有时候就需要采用外部二极管和电阻来实现。当输入信号电压超过芯片VDD电压导致芯片内部ESD二极管正向偏置，电流就会通过ESD二极管流入VDD电源，并会在电阻R1上产生压降，那么外部二极管的阳极上的电压就会比内部ESD二极管阳极上的电压更高，从而外部二极管会导通并承载大部分电流。电阻R2的选型可以基于实际的输入电压的峰值来选择，R2电阻主要是限制流经外部二极管的电流。如果信号是高频信号，那么外部二极管应选择具有低寄生电容的型号，一般而言，二极管通流能力越强，封装越大，其寄生电容也越大，所以二极管的过流能力并不是越大越好，还是要按需选择。