碳化硅（SiC）电力电子系统中共模电压与共模电流的物理机制及全维度应对策略

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碳化硅（SiC）电力电子系统中共模电压与共模电流的物理机制及全维度应对策略研究报告

全球能源互联网核心节点赋能者-BASiC Semiconductor基本半导体之一级代理商倾佳电子（Changer Tech）是一家专注于功率半导体和新能源汽车连接器的分销商。主要服务于中国工业电源、电力电子设备和新能源汽车产业链。倾佳电子聚焦于新能源、交通电动化和数字化转型三大方向，代理并力推BASiC基本半导体SiC碳化硅MOSFET单管，SiC碳化硅MOSFET功率模块，SiC模块驱动板等功率半导体器件以及新能源汽车连接器。

倾佳电子杨茜致力于推动国产SiC碳化硅模块在电力电子应用中全面取代进口IGBT模块，助力电力电子行业自主可控和产业升级！

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1. 执行摘要

从硅（Si）基绝缘栅双极型晶体管（IGBT）向碳化硅（SiC）金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）的技术转型，标志着电力电子领域的一次深刻革命。这一转型带来了前所未有的开关速度、更高的阻断电压以及卓越的热导率，从而显著提升了系统的功率密度和能效。然而，这一性能飞跃并非没有代价。SiC器件极高的电压变化率（dv/dt），通常超过50-100 V/ns，激活了在Si时代往往被忽略的寄生参数，导致了严重的电磁干扰（EMI）问题，具体表现为高频共模电压（CMV）和共模电流（CMC）的急剧增加 。

倾佳电子杨茜剖析SiC时代共模现象的物理本质，揭示其产生与传播的电磁机制，并构建一套涵盖器件级、封装级、驱动级及系统级的全维度应对策略。分析表明，共模电压不仅是电路拓扑的产物，更是电磁势能不平衡的物理体现；而共模电流则是位移电流在高频寄生网络中的宏观流动。针对这些挑战，倾佳电子杨茜评估了包括有源零矢量脉宽调制（AZPWM）、米勒钳位（Miller Clamp）、有源共模对消（ACMC）以及氮化硅（Si3​N4​）AMB基板与集成屏蔽层封装在内的多项前沿技术。特别是结合基本半导体（BASIC Semiconductor）等行业领先者的工程实践，探讨了如何在追求极致功率密度的同时，有效遏制共模干扰带来的可靠性风险。

2. 电力电子中共模现象的物理本质与机理

2.1 脉宽调制（PWM）逆变器中共模电压的起源

在经典的三相电压源逆变器（VSI）架构中，控制目标是向负载（如电机或电网）提供差模（DM）电压以驱动电流做功。然而，由于电力电子开关的离散特性，任意瞬间三相输出电压的矢量和往往不为零。共模电压（Vcm​）在数学上被定义为三相输出端对地电压的平均值：

Vcm​=3Vag​+Vbg​+Vcg​​

其中，Vag​,Vbg​,Vcg​ 分别为A、B、C三相对直流母线中点（或系统地）的电位 。在标准的空间矢量脉宽调制（SVPWM）策略中，逆变器通过八个开关状态（矢量）来合成输出电压。其中六个有效矢量（如100, 110等）产生的共模电压幅值为 ±Vdc​/6，而两个零矢量（000和111）则分别产生 −Vdc​/2 和 +Vdc​/2 的共模电压峰值 。

这意味着，每当逆变器在零矢量与有效矢量之间切换时，共模电压都会发生幅度为 Vdc​/3 的阶跃跳变。在SiC应用场景下，直流母线电压往往提升至800V甚至更高，导致共模电压的阶跃幅度巨大，成为系统主要的电磁骚扰源 。这种由于开关动作引起的电位波动，本质上是逆变器作为一个电压源，强迫负载的中性点相对于系统地进行高频振荡。

2.2 物理本质：电磁势能的不平衡与位移电流

尽管电路理论提供了计算Vcm​的方法，但共模现象的物理本质在于系统电磁势能的不平衡。在理想的对称三相系统中，三相电压瞬时之和为零，中性点电位保持稳定。然而，PWM调制破坏了这种平衡，导致系统内部各导电部件（如母线、绕组、散热器）与参考地之间建立起瞬变的电场 。

根据麦克斯韦方程组中的安培环路定律，变化的电场产生位移电流密度 JD​=ε⋅∂E/∂t。这种随时间剧烈变化的电场（由高dv/dt驱动）在导体表面感应出电荷，并通过绝缘介质中的寄生电容形成位移电流通道。因此，共模电流（CMC）不仅仅是导电电流，它本质上是高频电场能量通过电容耦合向地回路释放的物理过程 。

其幅值直接受控于以下关系式：

Icm​=∑Cpar​⋅dtdVcm​​

该公式揭示了SiC器件引入的核心挑战：当dv/dt从Si时代的数kV/μs提升至SiC时代的数十甚至上百kV/μs时，即便寄生电容（Cpar​）保持不变，共模电流也会成比例地剧增 。

2.3 寄生电容网络与传播路径

共模电流的传播路径由系统中广泛存在的分布式寄生电容网络构成，在高频下这些电容呈现出极低的阻抗特性：

1. 功率模块与散热器间的寄生电容 (Cmh​) ：这是共模电流进入地回路的主要入口。功率芯片贴装在绝缘基板（如DBC或AMB）上，基板下表面紧贴接地的金属底板或散热器。基板的陶瓷层构成了电容器的介质。在SiC模块设计中，为了降低热阻，倾向于使用更薄的绝缘层，但这反过来增加了Cmh​，加剧了共模耦合 。
2. 电缆对地电容 (Ccg​) ：连接逆变器与电机的长电缆在高频下表现为传输线。电缆导体与屏蔽层（或大地）之间存在分布电容，高频共模电压波沿电缆传播时，通过这些分布电容向地泄漏电流。SiC的高频谐波分量使得这一效应在较短的电缆上也会显现 。
3. 电机内部寄生电容 (Cwr​,Csr​) ：在电机内部，定子绕组与转子之间 (Cwr​)、定子与机壳之间 (Cws​)、转子与机壳之间 (Crh​) 均存在寄生电容。共模电压通过 Cwr​ 耦合到转子，进而在转子与机壳（通过轴承）之间建立电压差，这是轴承电流产生的根源 。

3. 碳化硅时代的变革与共模干扰的恶化

3.1 宽禁带器件的开关特性与dv/dt悬崖

SiC MOSFET作为单极性器件，消除了双极性Si IGBT中存在的少数载流子积聚效应，从而消除了关断拖尾电流。这一物理特性的改变使得SiC器件的开关速度极快。Si IGBT的典型开关速度在1-5 kV/μs范围，而SiC MOSFET则能轻松达到50 kV/μs以上，部分高性能模块甚至可达100 kV/μs 。

这种数量级的dv/dt提升构成了“dv/dt悬崖”，使得开关波形的频谱能量分布发生了显著变化。Si IGBT的噪声频谱通常在几MHz后迅速衰减，而SiC器件的开关动作将高能频谱分量延伸至30 MHz甚至100 MHz频段 。这种高频能量能够轻易穿透传统滤波器，并激发系统中更高频段的寄生谐振。

3.2 10MHz-100MHz频段的谐振与模式转换

在10MHz至100MHz的甚高频段，电力电子系统的行为不再遵循参数电路模型，而是表现出复杂的分布参数特性。母线的分布电感、电容的等效串联电感（ESL）以及模块封装内部的寄生参数相互作用，形成复杂的谐振网络 。

此外，高频下的结构不对称性会导致严重的模式转换（Mode Conversion）。即便在设计上尽可能对称，但在100 MHz频率下，微小的物理布局差异（如PCB走线长度微小差别、散热接触不均）都会导致差模（DM）噪声向共模（CM）噪声转换。研究表明，在SiC系统中，这种由不平衡引起的模式转换是高频共模噪声的重要来源 。这意味着仅仅依靠传统的共模滤波器设计可能无法有效抑制由差模源转换而来的共模干扰。

3.3 功率密度与高频化的悖论

SiC技术的核心价值主张之一是提升功率密度。为了实现这一目标，设计者通常会大幅提高开关频率（fsw​），以减小无源元件（电感、电容）的体积 。然而，共模电流的平均功率与开关频率成正比。提高fsw​意味着单位时间内发生dv/dt阶跃的次数增加，导致累积的共模干扰能量显著上升。

此外，为了追求紧凑的封装（如基本半导体的Pcore™系列），高压节点与地平面的物理距离可能被压缩，若不采用先进的封装技术，这可能导致寄生电容耦合增强，形成“高密度-高干扰”的悖论 。因此，SiC时代的设计必须在功率密度与电磁兼容性（EMC）之间寻找新的平衡点。

4. 共模电压与电流的病理效应分析

共模电压和电流在SiC系统中的肆虐不仅仅是电磁兼容合规性问题，更直接威胁到系统的核心部件寿命与运行稳定性。

4.1 电机轴承电流的微观破坏机制

在变频驱动电机系统中，轴承过早失效是一个经典难题，而SiC的应用加剧了这一风险。高频共模电压通过定子绕组与转子之间的寄生电容耦合到电机轴上，形成轴电压。当轴电压超过轴承润滑油膜的击穿阈值（通常为5-30V）时，油膜瞬间击穿，形成放电通道 。

• 电火花加工（EDM）电流：这是对轴承破坏性最大的一种电流形式。SiC的高开关频率增加了轴电压积累和击穿的频率。每次击穿都会产生微小的电火花，熔化轴承滚道和滚珠表面的金属，形成凹坑。随着时间推移，这些微观损伤累积成肉眼可见的搓衣板状凹槽（Fluting），导致轴承振动加剧、噪声增大，最终机械失效 。
• 电容性轴承电流：即使不发生击穿，由于 i=C⋅dv/dt，SiC的高dv/dt也会在轴承中感应出持续的高频电容性电流。虽然单次幅值较小，但长期作用可能会改变润滑脂的化学性质，加速老化 。
• 环流型轴承电流：在大型电机中，高频共模电流可能激发定子铁芯中的高频磁通，进而在轴、轴承和机壳构成的回路中感应出低频环流，对轴承造成持续的电腐蚀 。

4.2 绝缘系统的电应力与局部放电

SiC器件产生的高dv/dt脉冲在长电机电缆上传输时，表现为行波。由于电机阻抗与电缆阻抗的不匹配，电压波在电机端发生反射。叠加效应可能导致电机端电压达到直流母线电压的2倍甚至更高 。

这种过电压不仅对电机的主绝缘（对地绝缘）构成威胁，更严重的是在绕组匝间产生极高的电压梯度。SiC的极快上升时间缩短了行波传输的临界长度，使得即使在较短的电缆长度下，反射过电压现象也极为显著 。若电压峰值超过绝缘材料的局部放电起始电压（PDIV），将诱发局部放电，逐渐侵蚀绝缘层，最终导致匝间短路。

4.3 电磁干扰（EMI）与信号完整性

传导共模电流是150 kHz – 30 MHz频段EMI超标的主要原因。高强度的CMC可能导致EMI滤波器磁芯饱和，使其失效。更危险的是，高频CMC流经机壳或接地网时，会引起地电位波动（Ground Bounce）。

这种地电位抖动对于控制系统是致命的。如果栅极驱动器的逻辑地没有良好的隔离或解耦，地电位波动可能被误判为控制信号，导致功率器件误导通或关断，引发直通短路（Shoot-through）。对于采用差分信号通信的系统（如CAN总线），强共模干扰也可能超出接收器的共模抑制范围，导致通讯错误 。

5. 应对策略一：源头抑制（控制与调制层面）

在干扰源头进行抑制通常是重量和体积成本最低的策略。通过改进PWM调制算法，可以在电压合成阶段就减少共模电压的产生。

5.1 降共模电压PWM策略（RCMV-PWM）

传统的SVPWM策略不可避免地使用零矢量（000和111），这恰恰是产生最大共模电压（幅值为Vdc​/2）的元凶。针对SiC系统，学术界和工业界发展出了多种改进策略：

• 有源零状态PWM（AZSPWM） ：该策略摒弃了传统的零矢量，转而使用两个相反的有效矢量（如100和011）各作用一半时间来合成“等效零矢量”。这种方法巧妙地将共模电压的峰值限制在±Vdc​/6，相比传统方法降低了66% 。这对于降低电机绝缘应力和EMI滤波器体积具有决定性意义。
• 近状态PWM（NSPWM） ：NSPWM不使用零矢量，而是利用参考电压矢量的三个有效矢量进行合成。这种方法完全避免了高幅值的共模电压跳变，但可能会在低调制比区域引入较大的电流纹波 。
• 广义三态PWM（GTSPWM） ：针对高频SiC逆变器优化的GTSPWM策略，旨在全调制范围内保持低共模电压特性的同时，最小化开关损耗 。研究表明，该方法不仅降低了共模电压，还改善了输出波形质量，使得SiC逆变器能在更高频率下运行而不受热限制。

尽管RCMV-PWM策略能显著降低共模电压，但往往伴随着直流侧电流纹波增加或线性调制范围缩小的代价 。然而，由于SiC器件本身具有极低的开关损耗（如基本半导体BMF540R12MZA3模块），采用这些复杂调制策略带来的额外开关动作所产生的热损耗是可以接受的，这使得RCMV-PWM在SiC时代比在IGBT时代更具实用价值 。

5.2 频谱通过与随机调制

为了应对EMI测试标准（通常基于准峰值检波），随机开关频率PWM（RSFPWM） 或 扩频调制（Spread Spectrum） 技术被广泛应用。通过在中心频率随机抖动开关频率，可以将集中在开关频率倍频处的共模电压谐波能量分散到更宽的频带上，从而降低频谱分析仪测得的峰值幅度 。虽然这不减少总的共模能量，但对于通过EMC法规认证极为有效。

6. 应对策略二：驱动级抑制（栅极控制层面）

栅极驱动器是连接弱电控制与强电执行的桥梁。在SiC时代，驱动电路的设计直接关系到dv/dt的控制以及抗干扰能力的强弱。

6.1 米勒效应与串扰抑制

SiC MOSFET在半桥拓扑中极易受到米勒效应引发的寄生导通（Crosstalk）影响。当上管快速导通（极高dv/dt）时，下管漏极电压迅速上升。这一电压变化通过下管的栅-漏寄生电容（Cgd​，即米勒电容）产生位移电流 Idisp​=Cgd​⋅dv/dt。该电流流经栅极电阻Rg​，在栅极产生感应电压 Vgs​=Idisp​⋅Rg​ 。

由于SiC MOSFET的阈值电压（Vth​）较低（通常在1.8V-2.7V，且随温度升高而降低，如BMF540R12KA3在175∘C时仅为1.85V ），如果感应电压超过Vth​，下管将发生误导通，导致母线直通短路，产生巨大的电流冲击和损耗，甚至烧毁器件。

6.2 米勒钳位（Miller Clamp）的必要性与实现

针对上述问题，米勒钳位已成为SiC驱动器的标配功能。基本半导体在其34mm和62mm模块的驱动方案中，特别强调了使用米勒钳位的必要性 。

• 工作机理：米勒钳位电路在关断阶段监测栅极电压。当Vgs​降至特定阈值（如2V）以下时，驱动器内部的一个低阻抗MOSFET导通，将栅极直接钳位到负电源轨（VEE​）。
• 抑制效果：这一低阻抗路径旁路了外部栅极电阻Rg​，为米勒电流提供了一个极低阻抗的泄放通道，从而将栅极电压牢牢锁定在安全电平，防止误导通 。
• 商业实现：基本半导体的 BTD25350 系列双通道隔离驱动芯片，在副边集成了米勒钳位功能，专门配合其Pcore™系列高功率SiC模块使用，确保在高dv/dt工况下的可靠性 。

6.3 有源栅极驱动（Active Gate Driving, AGD）

为了在EMI抑制和开关损耗之间取得更优平衡，有源栅极驱动技术应运而生。传统的固定Rg​设计往往为了抑制EMI而不得不牺牲开关速度。AGD技术则能动态调整驱动强度：在电压变化的剧烈阶段（dv/dt最大时）增加栅极阻抗以减缓斜率，而在其他阶段减小阻抗以减少损耗 。这种精细化的瞬态整形技术（Transient Shaping）可以显著降低高频共模噪声的产生，同时保持SiC的低损耗优势 。

7. 应对策略三：传播路径抑制（滤波技术）

当源头抑制不足以满足严苛的EMC标准时，滤波技术是切断共模干扰传播路径的最后一道防线。

7.1 无源滤波技术的挑战与优化

• 共模扼流圈（CMC） ：利用磁芯对共模电流的高阻抗和对差模电流的低阻抗特性进行滤波。在SiC应用中，由于干扰频率高达100 MHz，传统铁氧体材料可能在高频下失效。因此，需要选用纳米晶或特种铁氧体材料，以保持高频下的磁导率和阻抗特性 。
• dv/dt滤波器：安装在逆变器输出端的LC滤波器，用于降低输出电压的上升率，从而减轻电机绝缘应力和轴承电流。虽然有效，但体积较大且存在插入损耗。
• 正弦波滤波器：彻底滤除PWM载波，向电机提供纯净的正弦波电压。这是解决电机侧共模问题的终极手段，但成本和体积巨大，通常仅用于极长电缆或特殊敏感场合 。

7.2 有源共模对消（ACMC/ACVC）技术

对于对体积和重量敏感的应用（如航空航天、电动汽车），无源滤波器的笨重体积是不可接受的。有源共模对消技术提供了一种轻量化的替代方案。

• 基本原理：ACVC电路检测逆变器输出的共模电压，并通过推挽放大器（由互补晶体管Trnpn​/Trpnp​构成）产生一个反相的补偿电压。该补偿电压通过共模变压器（CMT）注入系统，与原始共模电压相互抵消 。
• SiC系统的匹配设计：研究表明，将ACMC与AZPWM-1调制策略结合，在SiC驱动系统中效果尤佳。AZPWM-1降低了共模电压的幅值，使得ACMC电路可以使用更低功率的晶体管和更小体积的磁性元件。实验数据显示，采用此组合后，所需的共模变压器电感量可减少70%以上（从3.4mH降至1.37mH），且在开关频率处的EMI衰减量从6.1 dBμV提升至9.17 dBμV 。
• 带宽要求：为了跟踪SiC器件50-100 kHz开关频率下的纳秒级瞬态，ACMC电路的控制带宽必须足够高，通常要求达到1 MHz以上 。

7.3 混合滤波拓扑

混合滤波器结合了无源和有源滤波的优势。利用小型的无源滤波器处理超出有源电路带宽的极高频分量，而利用有源电路处理能量集中的低频段共模噪声。这种“黄金分割”方案在SiC驱动应用中展现了最佳的体积-性能比 。

8. 应对策略四：封装级抑制（先进材料与结构）

封装是功率半导体的“外骨骼”，也是共模电流流向散热器的必经之路。SiC时代的封装创新集中在材料科学与结构集成上。

8.1 氮化硅（Si3​N4​）AMB基板的关键作用

绝缘基板的性能直接决定了模块的热阻、可靠性及寄生电容。

• 机械性能优势：Si3​N4​ 陶瓷具有极高的抗弯强度（>700 MPa）和断裂韧性（6.5-7 MPa·m1/2），远超传统的氧化铝（Al2​O3​, 450 MPa）和氮化铝（AlN, 300-350 MPa）[51, 52]。这使得Si3​N4​基板在承受SiC高温运行（175°C甚至更高）带来的剧烈热循环应力时，表现出卓越的可靠性。实验表明，Si3​N4​ AMB基板通过5000次热冲击循环无失效，而AlN基板仅能承受约35次 。
• 寄生电容的权衡：由于Si3​N4​的高强度，其基板厚度可以做得更薄（如0.32mm，相比AlN的0.63mm）。虽然这有利于降低热阻（热导率90 W/mK配合薄厚度，热阻接180 W/mK的厚AlN），但根据平行板电容公式 C=εA/d，更薄的介质层会导致寄生电容Cmh​增加。然而，Si3​N4​的介电常数（~7.8）低于AlN（~8.8）和Al2​O3​（~9.8），在一定程度上缓解了电容增加的趋势 。尽管如此，更薄的基板总体上可能增加共模耦合，这就需要通过结构设计（如屏蔽层）来补偿。
• 商业应用：基本半导体的Pcore™2 ED3系列和62mm模块均采用了高性能Si3​N4​ AMB基板，正是为了在极端工况下确保机械可靠性与散热性能的平衡 。

8.2 集成共模屏蔽层（Integrated Common-Mode Screen, CMS）

为了切断通过基板电容Cmh​流向散热器的共模电流路径，一种先进的封装技术是在模块内部集成共模屏蔽层。

• 结构原理：采用多层基板结构，在功率芯片与底板之间增加一层金属屏蔽层。该屏蔽层连接到直流母线的中点（DC Midpoint）或某一稳定电位 。
• 工作机制：由dv/dt产生的位移电流不再穿过绝缘层流向底板，而是被屏蔽层截获，并回流至直流母线电容。这实际上在模块内部构建了一个共模电流的内循环，防止其污染外部地回路 。
• 量化效果：研究数据表明，连接至直流中点的集成CMS技术可以将底板共模电流降低高达 26 dB。此外，通过回收这部分容性电流能量，变换器的效率可提升 0.5% 。这种技术代表了SiC模块封装的未来方向，即从“被动承受”干扰转向“主动管理”干扰。

8.3 低杂散电感设计

为了抑制开关瞬态的电压过冲（Vovershoot​=Lstray​⋅di/dt），模块的内部杂散电感必须降至最低。基本半导体的62mm SiC模块通过优化的端子布局和覆铜设计，将杂散电感控制在 14nH及以下 。低电感设计不仅减少了差模电压振荡，也间接减少了由振荡引起的高频共模辐射。

9. 系统级设计与综合建议

有效的共模抑制需要从单一技术点扩展到系统级的协同设计。

9.1 PCB布局最佳实践

• 最小化回路面积：栅极驱动回路和功率换流回路的面积必须最小化，以减少辐射EMI和感性耦合。
• 地平面分离：严格区分功率地（PGND）和信号地（SGND），仅在单点连接，防止功率级的高频噪声耦合进控制电路 。
• 屏蔽与隔离：高dv/dt的走线应远离敏感模拟信号线。对于驱动芯片，建议在PCB背面铺设屏蔽层，并连接至发射极电位 。

9.2 电缆与接地策略

• 屏蔽电缆：SiC驱动系统必须使用高质量的屏蔽动力电缆，且屏蔽层必须在电机端和逆变器端进行360度环形端接，以提供低阻抗的高频回流路径。
• 轴接地装置：对于易受EDM损伤的电机，安装轴接地环（Shaft Grounding Ring）或碳刷，为转子电荷提供一条旁路轴承的低阻抗泄放通道 。

9.3 仿真与建模

传统的集参数模型已无法准确预测SiC系统在10MHz以上频段的行为。必须建立包含母线、电缆及模块高频寄生参数（Ciss​,Coss​,Crss​）的宽带模型。基本半导体建议利用PLECS等工具进行损耗与热仿真，而EMI仿真则需借助Q3D、HFSS等电磁场仿真工具提取寄生参数，进行精确的行为级建模 。

10. 结论与展望

碳化硅技术在电力电子领域的普及是不可逆转的趋势，它解开了硅基器件无法触及的效率与功率密度上限。然而，SiC的“超能力”——极速开关，同时也是共模电压与电流问题的根源。这种“SiC悖论”要求工程师必须从全新的视角审视电磁兼容性设计。

共模干扰的治理不再是设计完成后的“打补丁”，而必须成为贯穿器件选型、封装设计、驱动控制及系统集成的核心约束条件。

1. 器件层：选择低米勒电容、高阈值电压的SiC MOSFET。
2. 封装层：采用Si3​N4​ AMB基板和集成屏蔽技术，在物理层面截断噪声路径。
3. 驱动层：普及米勒钳位和有源栅极驱动，智能调控dv/dt。
4. 系统层：应用RCMV-PWM调制和有源/混合滤波技术，从源头消减噪声。

诸如基本半导体等厂商正在通过提供低感模块、高可靠性基板及专用驱动芯片，构建一个完整的SiC生态系统。随着技术的演进，主动式、集成化的共模抑制方案将逐渐取代笨重的无源滤波器，引领电力电子向着更高频、更高效、更“静谧”的未来迈进。