基于SiC碳化硅MOSFET的120kW充电桩电源模块设计与技术实现研究报告

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基于BASiC B3M011C120Y碳化硅MOSFET的120kW充电桩电源模块设计与技术实现研究报告

倾佳电子（Changer Tech）是一家专注于功率半导体和新能源汽车连接器的分销商。主要服务于中国工业电源、电力电子设备和新能源汽车产业链。倾佳电子聚焦于新能源、交通电动化和数字化转型三大方向，力推BASiC基本半导体SiC碳化硅MOSFET单管，SiC碳化硅MOSFET功率模块，SiC模块驱动板等功率半导体器件以及新能源汽车连接器。

倾佳电子杨茜致力于推动国产SiC碳化硅模块在电力电子应用中全面取代进口IGBT模块，助力电力电子行业自主可控和产业升级！

倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET功率器件三个必然，勇立功率半导体器件变革潮头：

倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET模块全面取代IGBT模块和IPM模块的必然趋势！

倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET单管全面取代IGBT单管和大于650V的高压硅MOSFET的必然趋势！

倾佳电子杨茜咬住650V SiC碳化硅MOSFET单管全面取代SJ超结MOSFET和高压GaN 器件的必然趋势！

随着全球电动汽车（EV）市场的爆发式增长，基础设施建设已成为制约交通电气化的关键因素之一。为了缩短充电时间，直流快充（DCFC）技术正朝着更高电压（800V及以上）和更大功率（单模块80kW-120kW，整桩480kW-960kW）的方向演进 。传统的硅基功率器件在面对高电压、大电流和高开关频率的需求时，其物理特性已接近极限，导致系统效率降低、体积庞大且散热困难。   

碳化硅（SiC）作为第三代半导体材料的代表，凭借其宽禁带、高临界击穿电场和高热导率的优势，正在彻底改变电力电子系统的设计范式 。倾佳电子详细探讨了使用基本半导体（BASiC Semiconductor）生产的B3M011C120Y型1200V/11mΩ SiC MOSFET设计120kW充电桩电源模块的技术路径。该模块采用三相六开关PFC作为前级整流，后级DC-DC采用全桥LLC谐振变换器，并实施两路并联架构，以实现卓越的功率密度和转换效率 。   

1. 核心功率器件分析：BASiC B3M011C120Y

在120kW充电模块的设计中，功率器件的选择直接决定了系统的性能上限。B3M011C120Y是一款专为高功率应用优化的SiC MOSFET，其采用了先进的TO-247PLUS-4封装，集成了开尔文源极（Kelvin Source）引脚 。   

1.1 关键电学参数与物理特性

B3M011C120Y在 TC​=25∘C 时具有223A的持续漏极电流能力，在 TC​=100∘C 时仍能维持158A的电流，这为120kW的高功率输出提供了坚实的电流余量 。   

参数名称符号典型值/范围单位环境条件漏源击穿电压V(BR)DSS​1200VVGS​=0V,ID​=100μA导通电阻RDS(on).typ​11mΩVGS​=18V,ID​=80A,25∘C导通电阻 (高温)RDS(on).typ​20mΩVGS​=18V,ID​=80A,175∘C栅极阈值电压VGS(th)​2.7VVDS​=VGS​,ID​=26mA输入电容Ciss​6000pFVDS​=800V,f=100kHz输出电容Coss​250pFVDS​=800V,f=100kHz反向传输电容Crss​14pFVDS​=800V,f=100kHz

   

该器件的低导通电阻（11mΩ）显著降低了导通损耗。由于SiC MOSFET没有硅基IGBT的拖尾电流（Tail Current），其开关损耗可降低达80%以上，这使得系统能够在100kHz甚至更高的频率下工作，而不必担心过度的热产生 。   

1.2 开尔文源极引脚的意义

B3M011C120Y采用的TO-247PLUS-4封装引入了第3引脚——开尔文源极。在传统的三引脚封装中，栅极驱动回路与功率源极共享回路。由于功率回路中的高 di/dt 会在源极寄生电感上产生感应电压，这一电压会反向抵消栅极驱动信号，从而减慢开关速度并引发震荡 。   

通过开尔文源极引脚，栅极驱动回路能够避开主功率回路的感应电压，从而实现更纯净的驱动波形、更快的开关动作以及更低的开关损耗 。在120kW的设计中，开关频率的提升能够减小磁性元件的体积，这是实现高功率密度的关键前提 。   

2. 前级三相六开关PFC电路设计

120kW模块的前级采用三相六开关PFC（三相全桥整流）拓扑。该拓扑具有双向功率流动能力，支持电动汽车与电网（V2G）的互动，且电路结构相对简单，成熟度高 。   

2.1 拓扑结构与工作原理

三相六开关PFC由六个B3M011C120Y SiC MOSFET组成，配合三相升压电感。通过空间矢量脉宽调制（SVPWM）控制，可以实现输入电流的正弦化，并保持DC总线电压稳定在800V左右 。   

与传统的硅基二极管整流相比，使用SiC MOSFET的六开关PFC具有以下优势：

1. 高效率：SiC MOSFET极低的反向恢复电流（Irr​）大幅降低了开通损耗 。
2. 低THD：通过高频调制，可以将总谐波失真控制在5%以下，满足严苛的电网质量标准 。
3. 双向运行：支持放电模式，将车辆电池能量反馈回电网或为其他设备供电 。

2.2 关键参数计算

对于120kW的输出功率，假设系统总效率为97%，功率因数为0.99，输入三相电压为额定400VAC（线电压）。   

输入总功率：

Pin​=ηPout​​=0.97120,000​≈123.71 kW

线电流有效值（RMS）：

IL.rms​=3

⋅VL.rms​⋅PFPin​​=3

​⋅400⋅0.99123,710​≈180.4 A

单个MOSFET需承受的峰值电流：

Ipk​=IL.rms​⋅2

​≈255.1 A

鉴于B3M011C120Y在100°C时的持续电流能力为158A，单管无法直接承载120kW的全部电流需求。因此，120kW充电堆通常由两个60kW的电源模块并联组成 。在每个单体模块内部，通过使用多颗SiC MOSFET并联或分流，可以有效分担电流应力 。   

2.3 升压电感设计

PFC电感的大小取决于允许的电流纹波和开关频率。采用SiC器件后，开关频率可提升至50kHz-100kHz，从而显著减小电感感量和体积 。   

电感量计算公式近似为：

L=6⋅fs​⋅ΔImax​Vbus​​

其中 Vbus​ 为800V，ΔImax​ 通常取峰值电流的20%。高频化设计使得电感可以采用高性能的铁硅铝或纳米晶磁芯，进一步降低磁损并提高热稳定性 。   

3. 后级全桥LLC谐振变换器设计

后级DC-DC变换器是实现电隔离和输出电压精准调节的核心。全桥LLC谐振变换器因其在全负载范围内实现原边开关管ZVS（零电压开关）和副边二极管ZCS（零电流开关）的能力而成为首选 。   

3.1 两路并联架构的必要性

为了输出120kW的总功率，本方案采用两路60kW全桥LLC电路并联输出 。这种架构相比于单路大功率设计有显著优势：   

1. 热应力分散：将热源均匀分布在PCB上，避免局部过热 。
2. 磁件小型化：两个小变压器比一个巨大变压器更容易绕制且漏感更容易控制 。
3. 灵活性：在轻载时可以关闭其中一路以提高轻载效率 。

3.2 谐振槽路参数设计

谐振槽路由谐振电感 Lr​、谐振电容 Cr​ 和变压器励磁电感 Lm​ 组成。对于800V输入、200V-1000V宽范围输出的要求，谐振参数的设计至关重要 。   

谐振频率 fr​ 定义为：

fr​=2πLr​Cr​

1

系统通常设计在 fr​ 附近运行以获得最高效率。B3M011C120Y的极低输出电容 Coss​（250pF）意味着完成ZVS所需的电荷量极小，这允许增大励磁电感 Lm​，从而减小环流损耗 。   

3.3 变压器设计：串并联结构的自动均流

在两路并联的LLC设计中，均流是一个巨大挑战。倾佳电子推荐采用一种“原边串联、副边并联”的变压器结构 。   

• 原边串联：两个变压器的原边绕组串联在同一个谐振回路中，确保通过两者的电流完全一致，从而强制功率平衡 。
• 副边并联：副边通过各自的整流桥后并联输出，分摊大电流应力 。

这种结构极大地简化了控制逻辑，不再需要复杂的数字均流算法，且对变压器参数的一致性要求相对较低 。   

4. 两路并联的同步与控制策略

120kW模块的高性能运行离不开高性能的数字控制中心（通常为DSP或FPGA）。

4.1 控制逻辑与均流

对于并联运行的LLC，如果未采用原边串联硬件方案，则需在控制层面引入“虚拟阻抗”算法 。 通过采集每路LLC的输出电流，DSP实时微调每路开关频率 fs​ 或移相角度。实验表明，基于DSP的数字控制可以将满载时的电流不平衡度降低到5%以内 。   

4.2 宽输出电压范围的应对

EV充电器的输出电压范围极宽（200V-1000V）。当电池电压较低时，LLC变换器往往需要运行在远离谐振点的区域，导致效率下降。本方案建议结合频率调制（PFM）和脉宽调制（PWM）的混合控制模式，或者在副边整流侧采用可重构拓扑（串并联切换二极管桥），以确保在全电压范围内维持高效率 。   

输出模式电压范围LLC控制状态效率预期低压模式200V - 400V调频+移相 (或副边并联)> 96%标准模式400V - 800V谐振点附近调频> 98.5%高压模式800V - 1000V低于谐振频率运行> 97.5%

 

5. 驱动电路与系统保护设计

SiC MOSFET对驱动电路的要求远严于硅MOSFET。B3M011C120Y推荐的驱动电压为 +18V / -5V 。   

5.1 隔离驱动器的选择

推荐使用如TI的UCC21710或Infineon的1ED3122等隔离驱动芯片。这些芯片具备以下关键功能：

1. 强驱动能力：提供 ±10A 的峰值电流，快速充放电B3M011C120Y的栅极电容 。
2. 主动米勒钳位（Active Miller Clamp） ：在关断期间通过低阻抗通路钳位栅极电压，防止高 dv/dt 产生的位移电流引起误导通 。
3. 退饱和保护（DESAT） ：监测漏源极电压，一旦发生短路，在微秒级时间内关闭管子并反馈故障信号 。

5.2 栅极回路布局优化

由于B3M011C120Y的开关速度极快，栅极回路中的任何寄生电感都会导致剧烈的振铃。布局时应遵循：

• 驱动器尽量靠近MOSFET引脚 。
• 使用开尔文源极引脚连接驱动地 。
• 栅极电阻（RG.on​,RG.off​）应分立设计，以分别优化开通和关断速度 。

6. 120kW系统的热管理：液冷与强制风冷

120kW模块在满载时产生的废热约为3kW-5kW（按97%效率计算）。如何高效散热直接关系到系统的可靠性和功率密度 。   

6.1 液冷设计的优势

在120kW及以上功率等级，液冷系统已成为主流选择 。 通过铝制冷板（Cold Plate）内部流动的冷却液（通常为50/50的水乙二醇混合液），可以将功率器件的热量迅速带走。仿真显示，采用液冷冷板后，SiC MOSFET的结温可从风冷的110°C降低到70°C左右，热管理效率提升约36% 。   

6.2 风冷设计的挑战

若采用强制风冷，则需要巨大的铝散热器和高风压风机。

• 优点：系统结构简单，维护成本低 。
• 缺点：噪音大（可达75dB以上），容易吸入灰尘和湿气，降低模块寿命 。
• 优化：采用独立风道设计，将功率件散热器与敏感控制电路物理隔离 。

散热指标强制风冷方案集成液冷方案热传递系数 (α)约 450 W/m2K约 20,000 W/m2K120kW 典型结温 (TJ​)120∘C−140∘C60∘C−80∘C系统体积较大 (需风道空间)紧凑 (冷板薄)防护等级通常 IP54可达 IP65/IP67

 

   

7. 电磁兼容性（EMC）与PCB布局

SiC MOSFET的高 dv/dt（可达50V/ns以上）和 di/dt 会产生严重的电磁干扰 。   

7.1 PCB布局核心原则

为了抑制EMI，PCB设计必须关注“最小环路面积”。

1. 功率环路：DC总线电容应尽可能靠近MOSFET的D引脚和S引脚，使用多层板覆铜重叠以抵消寄生电感 。
2. 驱动环路：驱动信号线与返回地线应成对布线，或者在驱动线正下方布置地平面 。
3. 电容去耦：在SiC MOSFET引脚处并联高频陶瓷电容（MLCC），吸收开关瞬态的高频尖峰 。

7.2 滤波器设计

120kW系统必须配备两级EMI滤波器。

• 差模（DM）噪声：主要由高频开关电流引起，通过大容量电感和X电容滤除 。
• 共模（CM）噪声：由高 dv/dt 通过器件对地寄生电容耦合产生，通过共模电感和Y电容滤除 。 在液冷模块中，冷板通常接地，这会增加器件对地的共模电容，因此液冷系统需要更强的共模抑制能力 。

8. 结论

深圳市倾佳电子有限公司（简称“倾佳电子”）是聚焦新能源与电力电子变革的核心推动者：

倾佳电子成立于2018年，总部位于深圳福田区，定位于功率半导体与新能源汽车连接器的专业分销商，业务聚焦三大方向：

新能源：覆盖光伏、储能、充电基础设施；

交通电动化：服务新能源汽车三电系统（电控、电池、电机）及高压平台升级；

数字化转型：支持AI算力电源、数据中心等新型电力电子应用。

公司以“推动国产SiC替代进口、加速能源低碳转型”为使命，响应国家“双碳”政策（碳达峰、碳中和），致力于降低电力电子系统能耗。

 

利用BASiC B3M011C120Y碳化硅MOSFET设计120kW充电桩电源模块，是实现高性能快充设施的必然选择。通过前级三相六开关PFC和后级两路并联全桥LLC拓扑的组合，结合“原边串联、副边并联”的变压器平衡策略，可以充分发挥SiC器件高频、高效、高耐温的特性。

在工程实现中，必须高度重视开尔文源极的驱动布局、高 dv/dt 环境下的EMC设计以及集成液冷热管理系统的开发。B3M011C120Y的11mΩ极低导通电阻和1200V耐压，为重卡大功率充电的普及铺平了道路。通过本文所述的系统化设计，可以构建出峰值效率超过98.5%、运行稳定可靠的高功率密度充电模块，有力支撑电动汽车行业的快速转型 。