电力电子变换器中环流动力学：产生机理、利用策略与碳化硅(SiC) MOSFET技术的范式转变

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电力电子变换器中环流动力学：产生机理、利用策略与碳化硅(SiC) MOSFET技术的范式转变

全球能源互联网核心节点赋能者-BASiC Semiconductor基本半导体之一级代理商倾佳电子（Changer Tech）是一家专注于功率半导体和新能源汽车连接器的分销商。主要服务于中国工业电源、电力电子设备和新能源汽车产业链。倾佳电子聚焦于新能源、交通电动化和数字化转型三大方向，代理并力推BASiC基本半导体SiC碳化硅MOSFET单管，SiC碳化硅MOSFET功率模块，SiC模块驱动板等功率半导体器件以及新能源汽车连接器。

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在现代电力电子变换系统的演进历程中，对能效、功率密度以及系统可靠性的极致追求，促使学术界与工业界对变换器内部的电流行为进行了深入的再认识。其中，“环流”（Circulating Current）作为一个核心物理现象，其角色经历但也完成了从单纯的“寄生损耗源”到关键“控制自由度”的根本性转变。在传统的并联逆变器或早期的多电平变换器设计中，环流往往被视为导致器件过热、磁性元件饱和以及系统不稳定的有害分量，必须通过硬件滤波或复杂的控制算法加以抑制。然而，随着拓扑结构的创新——特别是模块化多电平变换器（MMC）和双有源桥（DAB）DC-DC变换器的广泛应用，环流被赋予了新的使命：它成为了实现电容电压平衡、热应力再分配以及软开关（ZVS/ZCS）操作的必要媒介。

与此同时，宽禁带半导体材料，尤其是碳化硅（SiC）金属-氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）的商业化成熟，为环流的产生与利用机制引入了全新的变量。SiC MOSFET凭借其高临界击穿场强、高电子饱和漂移速度以及卓越的热导率，极大地改变了功率变换器的设计边界。其极低的导通电阻（RDS(on)​）和寄生电容（Coss​），使得利用环流进行能量搬运的“代价”显著降低，从而提升了系统的轻载效率和动态响应能力。然而，SiC器件极高的开关速度（dv/dt 和 di/dt）也诱发了更为复杂的高频寄生环流问题，如桥臂串扰（Crosstalk）和并联模块间的动态不均流，这对驱动电路设计和PCB布局提出了前所未有的挑战。

倾佳电子杨茜在从物理机理层面，详尽剖析电力电子变换中环流的产生根源，探讨其在不同拓扑中的主动利用策略，并深入论证SiC MOSFET的应用如何重塑环流与系统性能之间的辩证关系。倾佳电子杨茜将结合前沿学术研究与基本半导体（BASiC Semiconductor）等工业级模块的实测数据，提供一份兼具理论深度与工程参考价值的研究综述。

2. 环流产生的根本物理机理与拓扑特性

环流的本质是电力电子系统中并联或闭环结构内部，由瞬时电压失配驱动的电流分量。它不流向负载，也不回馈至主电源（在理想有功功率传输意义上），在变换器内部的各个支路、相单元或模块之间循环流动。根据拓扑结构的不同，其产生机理呈现出显著的差异性。

2.1 并联逆变器系统中的零序环流（ZSCC）

在大功率应用场景中，为了突破单管或单模块的电流限制，多台逆变器并联运行是常见的解决方案。当这些并联单元共用直流母线，且交流输出侧未采用隔离变压器直接连接时，就构成了环流流通的低阻抗回路。在此架构下，环流主要表现为零序环流（Zero-Sequence Circulating Current, ZSCC）。

2.1.1 低频环流的电压源失配机制

低频环流主要源于并联逆变器输出基波电压矢量之间的差异。在理想状态下，并联的各逆变器应输出幅值、频率和相位完全一致的电压。然而，由于控制器采样误差、时钟不同步、死区时间差异以及功率器件特性的分散性，各逆变器的输出端相对于直流中点会产生瞬时的电位差。 根据基尔霍夫电压定律，该电位差直接加载于由连接线缆和滤波器构成的环路阻抗上。由于并联系统中往往缺乏显著的零序阻抗（除非人为增加共模电感），微小的电压失配（如微秒级的相位偏差）即可驱动巨大的低频环流。这种环流会导致功率在逆变器之间形成“内循环”，即一台逆变器处于整流状态吸收功率，而另一台处于逆变状态输出功率，严重降低系统容量并可能导致过流保护误动作 。

2.1.2 高频环流的调制波耦合机制

相比于低频分量，高频ZSCC是脉宽调制（PWM）技术的固有产物。在空间矢量脉宽调制（SVPWM）或正弦脉宽调制（SPWM）中，逆变器的共模电压（CMV）——即三相输出电压平均值相对于直流中点的电位——会以开关频率剧烈波动。 为了改善并联系统输出的总电流谐波特性（THD），工程上常采用载波交错（Interleaving）技术，即让并联逆变器的载波信号在相位上错开一定的角度（如两台并联错开180度）。虽然这种技术有效抵消了输出侧的纹波电流，但却导致各逆变器的瞬时共模电压波形发生错位。此时，并联逆变器之间形成了巨大的高频共模电压差，该电压差直接作用于零序回路，驱动高频零序环流流经接地系统或中性点连接线。这种高频环流不仅增加了磁性元件的铁损和铜损，还是电磁干扰（EMI）的主要源头 。

2.2 模块化多电平变换器（MMC）中的差模电流

与并联逆变器中环流作为“寄生量”不同，在模块化多电平变换器（MMC）中，环流（通常称为差模电流或内部环流）是其能量转换机制的核心组成部分。MMC的每一相由上、下两个桥臂组成，每个桥臂包含若干串联的子模块（SM）和桥臂电感。

2.2.1 桥臂电压失配与能量交换

MMC的环流流经三相桥臂和直流母线，但不流向交流侧电网。其产生的根本原因在于上下桥臂生成的内部电动势之和与直流母线电压之间的瞬时不平衡。

vdiff​=Vdc​−(vu​+vl​)=2Larm​dtdidiff​​+2Rarm​idiff​

上式揭示了差模电压（vdiff​）直接驱动了差模电流（idiff​）。在理想运行状态下，该电流包含一个直流分量（Idc​/3），负责将直流侧的有功功率传输至桥臂，进而转换为交流功率输出。因此，这里的直流环流是MMC实现能量转换的载体，而非寄生量 。

2.2.2 负序二倍频环流的产生机理

在稳态运行且电网平衡的条件下，MMC各相桥臂的瞬时功率以基波频率的两倍（2ω）波动。由于直流母线电压恒定，这一功率波动必须由子模块内的悬浮电容缓冲，导致电容电压产生基波频率的纹波。根据功率与电流电压的耦合关系，基波频率的桥臂电流与基波频率的电容电压纹波相互作用，在数学上必然衍生出一个负序二倍频交流分量。

icirc​=3Idc​​+I2f​cos(2ωt+θ)

如果不对该二倍频分量进行控制，它将叠加在桥臂电流上，显著增加IGBT或MOSFET的电流有效值（RMS），导致额外的导通损耗和电容热应力，且不贡献任何有功功率传输。当电网电压不平衡时，环流成分将更加复杂，包含正序和零序的二倍频分量，这对控制器的带宽和解耦能力提出了极高要求 。

2.3 双有源桥（DAB）中的无功环流与移相机制

在隔离型DC-DC变换领域，双有源桥（DAB）变换器利用高频变压器的漏感作为储能元件，通过调节原、副边全桥电压的相位差（ϕ）来控制功率流动。在此拓扑中，环流表现为无功功率的循环流动。

2.3.1 电压极性与能量回流

DAB的功率传输依赖于电感电流的积聚。然而，在传统的单移相（SPS）控制下，特别是在电压增益比（k=Vp​/nVs​）偏离1或轻载条件下，会在开关周期内出现原边电压与折算后的副边电压极性相反的时段。在此期间，电感电流方向与电压极性相反，意味着能量从负载侧或储能元件回流至电源侧，而非传输至负载。 这种能量的回流形成了无效的循环电流。虽然这种电流对于维持零电压开通（ZVS）所需的软开关条件是必要的（详见后文利用章节），但过大的回流功率意味着电流在器件和变压器绕组中做了“无用功”，产生了大量的I2R导通损耗。这直接导致了DAB变换器在轻载或宽电压范围应用时的效率“塌陷”现象 。

3. 环流的主动利用策略：从抑制到赋能

随着控制理论的进步，电力电子系统的设计理念已从单纯的“抑制环流”转向“管理和利用环流”。通过精确控制环流的幅值、相位和频率，工程师们在不增加额外硬件成本的前提下，实现了能量平衡、热管理和软开关等高级功能。

3.1 MMC内部能量平衡与电容电压纹波控制

MMC子模块电容电压的平衡是系统稳定运行的基石。由于各相、各桥臂之间的参数差异及负载波动，能量往往会在内部产生积压或亏空。环流控制成为了解决这一问题的“能量传送带”。

3.1.1 水平与垂直能量平衡控制

• 水平平衡（相间平衡）： 当某一相（Leg）的总储能低于其他相时，控制器通过调节该相环流中的直流分量，使其从直流母线吸收更多的有功电流，从而补充能量。这需要引入一个独立的环流控制回路，将能量误差转换为直流环流参考值 。
• 垂直平衡（臂间平衡）： 同一相的上下桥臂之间也可能出现能量不平衡。利用基波频率的交流环流可以解决这一问题。通过注入一个与基波共模电压同相或反相的基波环流分量，可以在上下桥臂之间建立一个净功率流，将多余的能量从上桥臂“泵”送到下桥臂（或反之），而这一过程不会影响交流输出端的电压合成 。

3.1.2 注入谐波环流以降低电容纹波

为了减小子模块电容的体积（这对降低MMC体积和成本至关重要），研究人员提出了利用高阶谐波环流来重塑桥臂电流波形的方法。通过向桥臂电流中注入特定的二配频和四倍频环流，并精确控制其相位，可以改变电流流过电容的时间分布，使其与电压波动反相抵消。研究表明，在保持器件电流应力允许的范围内，这种主动环流注入策略可以将电容电压纹波降低50%以上，或者在相同纹波要求下显著减小电容容值 。例如，CCVDB（Circulating Current Voltage Drop Balance）策略便利用了这一机理来抑制电压波动 。

3.2 环流辅助的热管理与寿命优化

功率半导体器件的失效往往源于热循环引起的热应力疲劳。在MMC运行于低频输出（如电机启动）时，特定桥臂的器件可能长时间承受大电流，导致结温剧烈波动。 利用环流进行间接热控制（Indirect Thermal Control）是一种创新的延寿策略。通过注入直流或低频交流环流，控制器可以人为地增加或减少特定桥臂的电流有效值。这意味着系统可以将热应力从即将过热的子模块“转移”到热余量较大的子模块上，实现全系统热分布的均衡化。这种策略打破了传统被动散热的局限，主动利用电能的流动来管理热能的分布，显著提升了系统的整体可靠性 。

3.3 软开关（ZVS/ZCS）的物理实现

在高频DC-DC变换器（如DAB和LLC）中，环流是实现零电压开通（ZVS）的物理前提。

3.3.1 能量抽取的物理过程

硬开关造成的开通损耗（Eon​=0.5Coss​V2）是高频化的最大障碍。要实现ZVS，必须在开关管门极导通信号到来之前，利用外部电路的能量将开关管两端的电压（Vds​）“抽”到零。 这一过程完全依赖于死区时间内流动的电感电流——即环流。该环流必须具备足够的能量（EL​=0.5LIcirc2​）来克服开关管输出电容的势能（EC​=0.5Ceq​V2），完成对寄生电容的充放电。因此，维持一定的环流并非完全的损耗，为了避免更大的硬开关损耗所支付的“过路费” 。

3.3.2 效率与范围的权衡

这里存在一个本质的权衡（Trade-off）：为了在轻载下也能实现ZVS，传统设计往往需要增大电感储能，这导致了较大的环流和导通损耗。现代控制策略，如三重移相控制（TPS）或扩展移相控制（EPS），其核心数学优化目标便是在满足ZVS所需的最小环流条件下（KKT条件），寻找最优的移相组合，以最小化电流的RMS值。这种控制实际上是在精细地“裁剪”环流的波形，使其恰好满足软开关需求而不产生多余的导通损耗 。

4. SiC MOSFET应用与环流关系的范式转变

碳化硅（SiC）MOSFET的引入，并非仅仅是器件材料的更替，它从材料物理层面上重构了环流产生与利用的边界条件。SiC器件的宽禁带特性带来了更低的寄生电容、线性的导通电阻以及极高的开关速度，这些特性既强化了环流利用的收益，也加剧了寄生环流的风险。

4.1 低寄生电容（Coss​）：重塑软开关的能量阈值

SiC MOSFET最显著的优势之一是其极小的输出电容（Coss​）。由于SiC材料的高临界击穿场强（约为Si的10倍），在相同耐压等级下，SiC器件的漂移区厚度可以做得更薄，掺杂浓度更高，从而大幅减小了结电容。

• ZVS门槛的降低： 根据能量守恒公式 21​LIcirc2​>21​Ceq​V2，由于SiC的Ceq​显著减小，实现ZVS所需的电感能量阈值随之大幅下降。这意味着，SiC变换器仅需极小的环流即可实现软开关。
• 轻载效率的飞跃： 在传统Si-IGBT或Si-MOSFET的DAB变换器中，轻载下往往因为负载电流不足以抽取较大的Coss​电荷而丢失ZVS，导致效率急剧下降。而在SiC系统中，由于所需环流极小，即使在极轻负载（如10%额定负载）下也能自然维持ZVS，或者通过极微量的环流注入即可维持。实验数据显示，采用SiC器件的DAB变换器在700W轻载下仍能保持ZVS，而Si器件在1.4kW以下即失效，这直接将轻载效率提升了7%以上 。这种特性使得设计者可以大幅减小为了维持ZVS而人为引入的无功环流，从而压低了全负载范围内的导通损耗。

4.2 线性导通电阻（RDS(on)​）：降低环流利用的“过路费”

在MMC等拓扑中利用环流进行能量平衡或热控制，不可避免地会增加流过器件的RMS电流。在Si-IGBT时代，这一策略受到IGBT导通压降特性的限制。IGBT具有固有的“膝点电压”（VCE(sat)​，通常约1.5V-2.0V），这意味着即使是微小的环流也会产生显著的功率损耗（P=VCE(sat)​⋅I）。

• 阻性行为的优势： SiC MOSFET表现出纯阻性的I-V特性（RDS(on)​）。在中小电流区间（通常是环流所在的区间），其导通压降远低于IGBT。例如，基本半导体的BMF540R12MZA3模块在25°C时的RDS(on)​仅为2.2 mΩ 。这意味着注入10A的平衡环流仅产生约0.02V的压降，相比IGBT的~1.5V压降，损耗几乎可以忽略不计。
• 控制策略的激进化： 由于“环流税”的大幅降低，SiC MMC系统可以采用更为激进的环流注入策略。控制算法可以允许更大的瞬时环流以实现更快的电容电压平衡动态响应，或者注入更高幅值的谐波电流来极致压缩电容体积，而不必过分担心由此带来的散热惩罚 。

4.3 高 dv/dt 的双刃剑：寄生环流与串扰挑战

虽然SiC提升了有用环流的利用率，但其纳秒级的开关速度（dv/dt>50−100V/ns）却急剧放大了高频寄生环流的影响，最典型的即为桥臂串扰（Crosstalk）。

4.3.1 米勒效应引发的门极环流

在半桥结构中，当主动管（Active Switch）快速开通时，其漏极电压的剧烈下降会导致互补管（Passive Switch）承受巨大的dv/dt。这一电压变化率通过互补管的米勒电容（Cgd​）耦合，产生位移电流：

iMiller​=Cgd​⋅dtdvDS​​

该电流流经门极驱动回路的电阻（Rg​），在门极上形成感应电压尖峰。如果该尖峰超过器件的阈值电压（Vth​），将导致器件误导通，形成贯穿电源的破坏性短路环流 。

4.3.2 SiC的特殊脆弱性与米勒钳位

SiC MOSFET对此类寄生环流尤为敏感，原因有二：

1. 高 dv/dt： 产生的米勒电流远大于Si器件。
2. 低 Vth​ 及其负温度系数： SiC MOSFET的阈值电压通常较低，且随温度升高而显著降低。根据基本半导体BMF540R12MZA3的实测数据，其Vth​在25°C时约为2.7V，但在175°C高温下会降至1.85V 。这使得高温下的噪声容限极低，极易被米勒电流触发误导通。

因此，在SiC应用中，**有源米勒钳位（Active Miller Clamp）**不再是可选功能，必须的保护机制。基本半导体的驱动方案明确强调了这一点 。米勒钳位电路在关断期间提供一个低阻抗通路，将米勒电流直接旁路到负电源轨，从而将门极电压死死钳位在安全电平，切断了这一寄生环流转化为故障电流的路径。

4.4 并联应用中的动态不均流

为了达到大功率等级（如SST或电动汽车主驱），SiC MOSFET往往需要并联使用。此时，环流以“动态不均流”的形式出现在并联支路之间。

4.4.1 Vth​ 负温度系数带来的热失稳风险

与IGBT的VCE(sat)​通常具有正温度系数（利于均流）不同，SiC MOSFET的Vth​具有负温度系数。在动态开关过程中，Vth​较低的芯片会率先开通，承担更大的di/dt和开关损耗，导致结温升高。结温升高反过来进一步降低Vth​，促使其在下一周期更早开通。这种正反馈机制会导致特定芯片过热，甚至发生热逃逸。 这种并联支路间的瞬态环流不仅取决于器件参数的一致性，还高度敏感于PCB布局的寄生电感（Ls​）差异。微小的源极电感不对称会在高di/dt下产生感应电压差，进一步加剧驱动电压的不平衡 。

4.4.2 抑制策略

为了抑制这种并联环流，除了要求严格的器件筛选（基本半导体B3M系列通过工艺控制保证了极窄的Vth​分布 ）外，硬件上常采用差模扼流圈（Differential Mode Choke, DMC） 。DMC通过磁耦合机制，在并联支路电流不平衡时产生反向电动势，强制平衡电流分配，从而从物理层面上抑制了并联环流的产生 。

5. 案例分析：基于基本半导体BMF540R12MZA3的系统优化

结合基本半导体发布的BMF540R12MZA3模块技术资料，我们可以具体看到上述理论在实际工程中的体现。

• SST应用中的高频环流控制： 该模块面向固态变压器（SST）应用，利用其第三代SiC芯片技术，实现了极低的开关损耗。这意味着SST可以运行在数十kHz的高频下，利用DAB拓扑中的高频环流进行能量传输，从而极大地减小了中频变压器的体积。
• 低 RDS(on)​ 与热稳定性： 该模块在175°C结温下仍保持约5 mΩ 的低导通电阻 。这一特性对于MMC应用至关重要，意味着即使在极端工况下注入较大的热平衡环流，也不会导致模块过热雪崩，保证了“利用环流进行热管理”策略的可行性。
• 可靠性对环流策略的支持： 模块采用Si3​N4​ AMB陶瓷基板，具备700 N/mm2 的抗弯强度和优异的热循环寿命 。这为承受由主动环流控制引起的额外热循环应力提供了物理保障，使得控制算法可以更大胆地进行功率调度而不必过分担忧封装失效。

6. 结论

电力电子变换中的环流现象，本质上是多变流器系统中电压矢量时空失配的物理映射。从传统的并联逆变器到现代的MMC和DAB拓扑，环流的角色已经从需要被竭力消除的“寄生量”，演变为实现系统能量平衡、热管理和软开关的关键“控制变量”。

SiC MOSFET技术的介入，极大地拓展了这一利用策略的效能边界：

1. 物理赋能： SiC的低Coss​显著降低了软开关所需的环流门槛，解锁了轻载下的高效率；低RDS(on)​大幅降低了环流流动的导通损耗，使得主动环流注入策略（如MMC电容纹波抑制）在能效上变得更加经济可行。
2. 工程挑战： SiC的极速开关特性将寄生环流问题推向了高频域，对驱动电路的抗干扰能力（如米勒钳位）和并联布局的对称性提出了极为严苛的要求。

综上所述，SiC MOSFET与环流的关系是一种高阶的优化博弈：工程师必须利用先进的栅极驱动和封装技术来压制高频寄生环流的破坏力，同时利用SiC优异的材料特性，最大限度地挖掘功能性环流在提升系统功率密度、效率和寿命方面的潜力。这正是下一代高密度电力电子系统设计的核心逻辑所在。